（通信与信息系统专业论文）cdma系统中chip均衡器的研究及turbo译码器的硬件实现.pdf

摘要 摘要 在c d m a 移动通信系统中，为了减少多径衰落信道对接收机性能造成的影 响，常采用r a k e 接收技术收集时延扩展造成的多径分量并加以合并，但r a k e 接收技术无法消除多址干扰及低扩频比下的路径间干扰，限制了接收机性能的进 一步提高。因此，研究人员尝试在c d m a 系统的下行链路中采用均衡技术，消 除多径影响，以恢复用户问的正交性，提高接收机性能。 本文第一部分讨论了使用c h i p 均衡器的c d m a 下行链路接收机系统、提出 了一种更合理的接收机结构，并在c d m a 2 0 0 0 平台上对各种接收机性能进行了 验证。其中第二章对现有的下行链路接收机系统如r a k e 接收机、自适应l m m s e 均衡器等做了性能上的比较；第三章讨论了c h i p 均衡器的优缺点、分析了产生 这些现象的原因并提出了一种新的接收机结构：第四章分析了信道估计器对c h i p 均衡器的影响，研究改进信道估计器性能的方法。 本文第二部分为c d m a 2 0 0 0 中t u r b o 译码器的f p g a 实现，提出了一些新 的改进算法和实现结构。与常规的t u r b o 译码器相比，改进后的方案在存储器大 小、译码速率和误帧率性能等方面都有较明显的优势。 【关键词】c d m a 2 0 0 0 c h i p 均衡器 主从均衡器接收机 t u r b o 译码器 东南大学硕士学位论文 a b s t r a c t t h es e l e c t i v ec o h e r e n tr a k er e c e i v e ri st h ec t l l t e n ti n d u s t r ys o l u t i o nf o r m u l t i p a t hr e c e p t i o no f c d m as y s t e m t h er e c e i v e rp r o c e s s e sas u b s e to f t h es t r o n g e s t p a t h so f t h ed e s i r e du s e rb ya s s i g n i n gaf i n g e rt oe a c hp a t hi nt h es u b s e t c o n s e q u e n t l y t h er a k er e c e i v e rf a c e ss u b s t a n t i a lp e r f o r m a n c ed e g r a d a t i o ni nd e n s e m u l t i p a t he n v i r o n m e n t w h e nt h es p r e a d i n gf a c t o ri sl o w r e c e n t l yt h e r eh a sb e e n i n t e r e s ti nt h eu s eo f c h i pe q u a l i z e r sb e f o r ed e s p r e a d i n gi no r d e rt or e s t o r et h e o r t h o g o n a l i t yo f t h et r a n s m i t t e ds e q u e n c e sa tt h er e c e i v e r i nt h ef i r s tp a r to f t h i st h e s i s am o d i f i e ds t r u c t u r ef o rc d m ar e c e i v e ri nf a d i n g c h a n n e l si sp r e s e n t e d t h ef i r s tp a r ti so r g a n i z e da sf o l l o w s t h eg r i f f i t ha l g o r i t h m a n dt h el m m s e e q u a l i z e ra r ec o m p a r e dw i t ht h er a k er e c e i v e ri nc h a p t e r2 a f l e r w a r d st h ea d a p t a t i o ne r r o r so f e q u a l i z e rc a u s e db ys o m ec h a n n e ic o n d i t i o n sa r e a d d r e s s e di nc h a p t e r3a n dan e wr e c e i v e rs t m c t u r ei sp u tf o r w a r d i nc h a p t e r4t h e i n f l u e n c eo f c h a n n e le s t i m a t i o ni sd i s c u s s e da n dt h ea d a p t i v ec h a n n e le s t i m a t i o nw i t h i i rf i l t e ri ss u g g e s t e d t h e1 a s tc h a p t e rs h o w st h eh a r d w a r ei m p l e m e n t a t i o no f t u r b od e c o d e ri n c d m a 2 0 0 0 an o v e ih i g h s p e e dt u r b od e c o d e ra r c h i t e c t u r ew i t ho p t i m i z e dm e m o r y s i z ea n df e r p e r f o r m a n c ei sp r e s e n t e d k e y w o r d s c d m a 2 0 0 0c h i pe q u a l i z e rm se q u a l i z e rr e c e i v e r t u r b od e c o d e r 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表 或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过 的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并 表示了谢意。 研究生签名： 绛宝 日期：型塑1 z 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研 究生院办理。 研究生签名： i f 坌 导师签名：日期：2 口牛；1 z 第一章绪论 第一章绪论 现代科学技术和社会经济的高度发展，直接推动了人类社会由工业化向信息化的转变。 通信作为人们在信息获取和交流中不可或缺的重要丁= 具，已在当今信息化时代扮演着越来越 重要的角色。因此，世界各国都在致力于现代综合通信网的建设，其中移动通信作为可移动 且便捷的通信方式更是倍受关注。移动通信的快速发展，将使人类“不论何时，不论何地都 能与任何人交流任何信息”的个人通信愿望逐步成为现实。 在过去的十几年里，移动通信技术获得了很大的进步。从单基站大功率系统到多基站小 功率系统，从单一覆盖模式到蜂窝和复蜂窝覆盖模式，从小区域覆盖到大区域覆盖并实现了 国内甚至国际漫游，从纯语音系统到包括低速数据传输的综合传输系统，从模拟移动通信系 统到数字移动通信系统。这些变化，使得移动通信技术在传输能力和传输质量等方面获得了 巨大的进步。 但是，移动通信技术不会因为今天的成就而停滞不前。相对于有线通信，移动通信技术 在数据传输能力和可靠性等方面仍显不足，因此，移动通信技术还有必要得到进一步的研究 和发展。 1 1 论文背景 蜂窝移动通信的发展经历了第一代模拟系统和第二代数字移动系统，目前正在向第三代 宽带数字系统的方向发展。 第一代模拟移动通信系统以北美a m p s 、欧洲t a c s 、北欧n m t 、德国c 一4 5 0 以及日本n t t 等系统为代表。由于模拟系统的容量小，频谱利用率低，保密性能差以及不同系统不能兼容 等不足，促使人们研制出以欧洲的g s m 系统、美国i s 一5 4 和i s 一9 5 、日本p d c 等系统为代表 的第二代数字移动通信系统。第二代数字移动通信系统能提供数字话音通信，以及电路交换 的低速或中速率的数据通信，改善了第一代系统存在的不足。 由于第二代数字移动通信系统在很多方面仍然没有实现人们最初的目标，比如统一的全 球标准；同时也由于技术的发展和人们对于系统传输能力的要求俞来俞高，几千比特每秒的 数据传输能力已经不能满足某些用户对于高速率数据传输的需要，一些新的技术如i p 等不 能有效地实现，这些需要是高速率移动通信系统发展的市场动力。在此情况下，具有 9 - 1 5 0 k b p s 传输能力的通用分组无线电业务( g p r s ：g e n e r a lp a c k e tr a d i os e r v i c e s ) 系 统和其它系统开始出现，并成为向第三代移动通信系统过渡的中间技术。 随着社会的发展，技术的进步，国际间的交流合作日益频繁，人们希望移动通信系统能 和固定网一样提供将话音、图象、数据等综合在一起的交互式多媒体业务，这是目前正在营 运的第二代系统所不能满足的。因此，人们的目光开始向第三代移动通信系统转移。 国际电联i t u 从1 9 8 0 年起就致力于第三代移动通信系统的标准化工作。区别于现有 的第一代和第二代移动通信系统，第三代移动通信系统至少要实现下列的基本目标，其主要 特点可概括为 - 全球普及和全球无缝漫游的系统。第三代移动通信系统即便不能形成统一的全球标 准，但也要实现兼容的标准，从而实现全球漫游。 - 具有支持多媒体业务的能力。特别是支持i n t e r n e t 业务的能力。现有的移动通信系 统主要以提供话音业务为主，一般仅能提供l o o k b s 2 0 0 k b s 的数据业务；g s 、i 演进到最 高阶段也仅能提供3 8 4 k b s 的数据业务。i t u 规定的第三代移动通信无线传输技术则要求在 快速移动环境，最高速率返1 4 4 k b s , 室外剑室内或步行环境，最高速率达3 8 4 k b s ；室内 东南大学硕士学位论文 环境，最高速率达2 m b s 。 - 增加分组交换业务：第二代移动通信系统停留在传统的电路交换模式，在信道效率方 面相对较低。在第三代移动通信系统中，电路交换平分组交换将共同存在，提高传输的灵活 性和信道效率o - 增加非对称传输模式：由_ 丁新的数据业务，比如w w w 浏览等，具有瑚定的1 f 对称特性， 上行传输往往只需要每秒钟儿千比特，而下行传输可能要每秒钟数十万比特，甚至上兆比特 才能满足需要。而第二二代移动通信系统只支持对称业务。 高频谱效率：提供软切换，快速功控、相干接收，r a k e 合并接收、智能天线系统等 新技术的应用，有效地提高新系统的频谱效率。 - 更好的传输质量：未米的移动通信系统使得传输质量达到或者接近有线系统的传输质 量，可以为车载埘户提供1 4 4 k b p s ，为行人提供3 8 4 k b p s ，为室内川户提供高达2 m b p s 的传 输速率。 一其它还有请如，低成本、高保密性、便于向4 g 过渡演进等特点。 要实现上述目标，移动通信系统在技术上仍有许多问题需要研究解决，空中接口 ( a i r i n t e r f a c e ) 技术是其中的核心问题之一”j 。 由于移动通信在未来的信息产业占有举足轻重的作用，发达国家的政府部门、电信运营 及制造商均不遗余力，积极参与有关第三代移动通信标准制定及其科研开发工作，以期在未 米的竞争中占据有利地位。1 9 9 8 年1 1 月，我国第三代移动通信系统研究开发重大项目启动。 为了顺应世界通信领域的发展潮流，促进我国的民族通信产业，研制开发我国自主产权的第 三代移动通信系统，东南大学移动通信国家重点实验宝与信息产业部、邮科院等部门合作， 共同研究开发第三代移动通信系统及相关关键技术的研究。 在提交给i t u 的关于第三代数字移动通信系统的各种方案中，欧洲提出的基于g s m 的 w c d $ 1 a 、北美提出的基于i s 一9 5 的c d , 、i a 2 0 0 0 和中国提出的t d s c d m a 将是主流技术，采t | j 码 分多址的空中接口标准己基本达成共识”“1 。c d m a 系统的主要关键技术包括：1 、初始同 步与r a k e 多径分集接收接收；2 、高效信道编译码技术；3 、智能天线技术；4 、多用户检测 技术：5 、快速功率控制技术。 在接收机技术中，常规的r a k e 接收方案在多径衰落信道环境中有着较强的鲁棒性，但 由于未能充分消除多径信道造成的多址干扰，其性能较信道均衡方案稍显不足。而现有的 c d m a 前向链路均衡器在实现复杂性、多径衰落环境中的可靠性以及宏分集情况下的工作方 式等诸多领域仍有许多课题有待于进一步研究。 在高效信道编译码技术中，适h j 于卷积码译码的v i t e r b i 算法己较为成熟；随着1 9 9 3 年t u r b o 码提出以来，其优异的纠错性能使之迅速成为c d $ 1 a 系统高速数据业务的编译码解 决方案，但t u r b o 译码器巨大的存储器需求量和繁杂的译码算法一直趋凼扰t u r b o 译码器硬 什设计人员的难题。 因此，本文选择了c d $ 1 a 系统关键技术中的接收机技术与高效信道译码技术作为主攻研 究方向，以c d m a 2 0 0 0 的下行物理链路为切入点，研究和探讨适川于宽带移动通信系统终端 接收机基带算法和t u r b o 译码器的实现方法。 1 2 本文主要内容 第二章，第三章和第四章为本文的第一部分，讨论了采川c h i p 均衡器的c d i a 接收机原 理与算法。 其中，第二章分析了移动无线信道的特点，简要推导了r a k e 接收机、l 州s e 均衡器雨l g r i f f i t h 均衡器的j ：作原理，介纠了导频干扰抵消的应用，并基于c d , 、i a 2 0 0 0 仿真平台研究 了上述接收机在不同信道环境_ 卜| 的性能。 第三章首先分析了均衡器在时延扩展较大、下述较高等环境的不足，据此提山了采_ l l j 均 2 第一章绪论 衡器雨ir a k e 接收机的并行结构加以改善：为了降低均衡器的实现复杂度，本文又提出了重 构导频的主从结构来实现均衡器；并将该均衡器和r a k e 接收机的并行结构命名为主从均衡 器接收机。接下来。该章讨论了主从均衡器接收机在分数间隔以及宏分集情况下的结构及其 性能。 第四章采用仿真的方法观察了信道估计器精度对接收机性能的影响，考虑了采用i i r 滤波器以及应用车速估计的自适应信道估计器的实现方法。 第二部分为c d m a 2 0 0 0 系统中t u r b o 译码器的f f g a 实现。该部分主要介绍了t u r b o 译码 器实现方案中的改进，包括使用常数取代参数估计的m i x l o g - m a p 算法、数据非线性压缩存 储、无交织解交织过程的工作方式、t u r b o 译码器与v i t e r b i 译码器的存储器资源共享等，并 在f p g a 平台上对新的t u r b o 译码器实现方案进行了验证。 东南大学硕士学位论文 第二章现有接收机的性能分析 本章将描述无线移动信道的基本特点，并分析：f ：作于无线移动信道环境中的c d m a 接 收机，如r a k e ，l m m s e 均衡器等的基本原理以及应_ l j 于均衡器的一些易r 硬 ，| ：实现的白 适应算法，随后将基于c d m a 2 0 0 0 平台比较不同结构的接收机在各种信道环境中的性能。 2 1 陆地无线移动环境 无线传播特性是移动通信工程设计中首先要考虑的基本因素，本小节将简要介纠陆地无 线移动信道的特点及其数学模型。 2 1 1 陆地无线移动信道的特点 陆地无线移动信道通常被认为是自然界中的一种较为恶劣的通信介质”1 。由于它的特性 难以预测，因此一般根据实际测量的数据，以统计的方法生成无线信道的模型。接收信号的 功率可_ 【 j 公式表示为： p ( t ) = d 一s ( t ) h 2 ( r ) ( 2 1 ) 式中，d 表示移动台到基站的距离。可见，无线环境中的信号衰落可分成三部分： 1 、自由空间传播损耗与弥散，_ i jd 1 表示，其中n 一般为2 5 。它是根据从发射机到接收 机之间的路径损耗特性而得出的区域平均功率。典型的，i t 由空间作球面波辐射时，n = 2 ： 低高度天线，有地面反射径时，n = 3 - 4 。 2 、阴影衰落，又称慢衰落，阁s ( f ) 表示。这是由于传播环境中的地形起伏、建筑物及其它 障碍物对电波遮蔽所引起的衰落。它反映在数百波长的区间内，信号的短区间中值出现 缓慢变动，其衰落特性符合对数正态分布。 3 、多径衰落，用h 2 ( f ) 表示，这是由于移动传播环境的多径传输引起的衰落。在数十波长 的范围内，接收信号场强的瞬时值呈现快速变化的特征，根据发射机与接收机之间是否 存在可视路径( l o s ) 传播环境，它具有莱斯( r i c e ) 或瑞利( r a y l e i g h ) 分布特性。 从移动通信系统工程的角度看，传播损耗和阴影衰落主要影响剑无线区的覆盖，而多径 衰落则严重影响信号传输质量，必须采_ l | j 抗衰落技术来减少其影响。f 面对多径衰落信道的 特性进一步进行讨论。 2 1 2 多径衰落信道 陆地移动信道的主要特征是多径传播。这是由于电波传播路径上的建筑物、树术。地形 等障僻物的反射、散射及绕射造成的。不同延时、不同相位的多个信号在接收端迭加，导致 接收信号的幅度急剧变化，这种由于多径效应引起的现象称为多径衰落。其中，电波经互相 邻近的散射体散射后形成的大量不可分辨径互相旮加，形成了某一个可辨识径上的衰落现 象，而距离较远的建筑物、山区等的反射，则形成了可分辨的多径现象。 川数学公式可以表述如下： 4 第二章现有接收机的性能分析 蛳，= 薹饿击扣吣x f - 意枷讪引( 2 2 ) 其中，n 为可分辨的非直达径数量，m 为每一径上的不可分辨径数量，l 为多径时延 伊_ 为某一径上的各不可分辨径相位，通常假设其服从均匀分布。国d 为最大多普勒频移，k 为莱斯比，定义为l o s 径( 直达径) 能量与所有反射径能量和的比值，它反映了衰落的严重 程度。 其中，相干时间和相干带宽是多径衰落的两个重要参数，下面对其介绍： ( 1 ) 多普勒频移和相干时间 当移动台在运动中通信时，接收信号频率会发生变化，称为多普勒效应，所引起的附加 频移称为多普勒频移，表示为 1 ， 厶= c 0 s 口 ( 2 3 ) l 其中是入射电波与移动台运动方向的夹角，p 是运动速度，堤波长。厶= v 2 是而 的最大值，称为最大多普勒频移。将最大多普勒频移厶的倒数定义为相干时间，即 ( f ) 。：_ 1 ( 2 4 ) j 。 相干时间表征的是时变信道对信号的衰落节拍而这种衰落是由于多普勒效应引起的。 根据相干时间及信号的传输速率可将信道分为馒衰落信道和快衰落信道。当信道上的信号间 隔t “) ，时，信道的衰落和相移至少在一个信号间隔的持续时间内保持不变，这样的信 道为慢衰落信道；反之当t 山l 时的信道称为快衰落信道。 ( 2 ) 时延扩展和相干带宽 在多径传播条件下，接收信号会产生时延扩展。当发射端发送一个极窄的脉冲信号 5 ( f ) = j ( f ) 至移动台时，由于存在着多条不同的传播路径，路径长度不一样，则发射信号沿 各个路径到达天线的时间就不一样，因而移动台所接收到的信号r ( 幻由许多不同时延的脉 冲组成，可表示为 ，( f ) = q 艿( f 一一) ( 2 5 ) 这里为脉冲个数，f ，为第i 条路径的时延，c ，为反射系数。由于移动台运动，厶f ，、 c ，都是时变的。最后一个可分辨的延时信号与第一个延时信号到达时问的差值被称作时延 扩展，记为乙。在数字传输中，由于时延扩展，接收信号中一个码元的波形会扩展剑其它 码元周期中，引起码间串扰( i s i ) 。 5 查堕_ 人兰! 堕：生兰些垒兰 印 与时延扩展有关的一个重要概念是相干带宽，通常h j 最大时延的倒数来规定相干带宽 ( v ) 。= v t o ， ( 2 6 ) 信号通过移动信道时，会引起多径衰落，对于信号中不同频率分鼍，所遭受的衰落可能 一致，也可能不一致。根据衰落与频率的关系，可将衰落分为两种：频率选择性衰落与非频 率选择性衰落( 亦称平坦衰落) 。对于移动信道来说，存在一个相干带宽( a ) 。，当信号带 宽小于相干带宽时，发生1 f 频率选择性衰落，即信号经过传输后，各频率分量所遭受的衰落 具有一致性( 相干性) ，因而衰落信号的波形不失真。当信号带宽大于相干带宽时，发生频 率选择性衰落，即传输信道对信号中不同频率成分有不同的随机响应，所以衰落信号的波形 将会失真。 对于1 2 2 8 8m 带宽的c d i a 2 0 0 0 系统，码片周期为08u s ，当载频为2 g h z ，车速为5 0 0 k m h 时，相干时间为1m s 左右，而最大时延扩展为2 0 u s ，满足0 8u s l m s ，且0 8u s 2 0u s ，因此，这是一个频率选择性慢衰落信道。 2 1 3 频率选择性信道的数学模型 频率选择性信道可以用一个抽头间隔为1 ，抽头加权系数为托。( f ) ) 的抽头延迟线 模拟， c 。( f ) ) 对不同的n 值是不相关( 独立) 的复高斯过程a 实际应用中，抽头延迟线模 型的抽头数可截短为= k ，j + 1 ，其中乙为多径扩散时延。信道模型可用下图来表示，其 中胛( ，) 为信道中等效的加性噪声。 图2 1 频率选择性衰落信道模型 6 第二章现有接收机的性能分析 2 2 多径衰落信道中的接收技术 多径衰落将导致接收机的性能产生严重的恶化。移动通信系统通常采用分集接收和均衡 技术来克服多径衰落的影响，以提高系统的性能。 分集接收主要是通过联合接收多个独立分量来弥补某一分量上的信道衰落，而均衡则是 通过消除多径信道造成的符号间干扰来提高接收机性能。下面分别介绍这两种技术各自的特 点和应用。 2 2 1 分集技术 分集技术是以抗衰落为目标而提出的。分集是指在系统接收端使用若干独立的接收分 支，同时接收两个或更多个输入信号，这些输入信号载有相同的信息且遭受的衰落互不相关。 系统分别解调这些信号，并按一定的规则将其合并，从而大大降低信道衰落的影响。若p 是任一路信号衰落到l 晦界值以下的概率，则，就是条独立衰落的信号同时衰落到临界值 以下的概率。常用的分集方法有： 频率分集，即将要传输的信息分别以不同的载频发射出去，只要这些载频之间的间隔大 于信道的相关带宽，就可在接收端得到衰落特性不相关的信号。 时间分集，即将给定的信号在时间上相隔一定的间隔重复传输多次，只要时间间隔大于 相干时间，就可以得到独立的分集支路。 空间分集，可以采用一副发送天线，接收端采用多副接收天线。接收天线之间的间隔必 须足够大( 通常1 0 个波长以上) ，以保证各天线输出信号的衰落是独立的。c d 姒基站设有 两副接收天线，用来完成空间分集。 多径分集，当传输的信号带宽矿远大于信道的相干带宽时，可以用l 的分辨率来分 辨多径分量。若信号的时延扩展为l 秒，则共有l w 条可分辨的多径分量。因此可将多径 分集视为一种特殊的频率分集方式。为了分辨出多径信号，需要采用具有良好自相关特性的 扩频信号，相应的最优接收机被称为r a k e 接收机。 常用的分集技术还包括接收角度分集和极化分集。此外，联合运用交织与编码同样可 以使码字中的码元所遭受的衰落互不相关，可以认为是一种隐分集技术。 信号经过分集接收以后，还要经过合并才能得到分集增益。常用的合并方式有： 1 、晟大比合并( m a x i m u mr a t i oc o m b i n i n g ，m r c ) 合并时对信噪比高的支路以较大的加权，对信噪比低的支路以较小的加权，对无信 号的支路与以去除。利用切比雪夫不等式可以证明，分集合并后的信噪比达到晟大值。 最大比合并需要测量出每个支路的信噪比来调整增益系数。因而实现起来较复杂。 2 、等增益合并( e q u a lg a i nc o m b i n i n g e g c ) 用加法器把各分集支路的输出简单叠加。当分集支路数较多时，等增益合并与最大 比合并相差不多，仅差约l d b 左右。 3 、选择式合并( s e l e c t i v ec o m b i n i n g s c ) 合并器从多个接收信号中选择具有最高信噪比的支路作为输出，则输出的平均信噪 比高于任何一个支路的平均信噪比。但此方法在任意时刻均只利用了一个支路的信号， 因此效果最差。 2 。2 2 信道均衡 均衡技术是以克服时间色散为目标而提出的。均衡有两个基本途径：一为频域均衡，它 7 东南大学硕1 ：学位论文 使包括均衡器在内的整个系统的总传输函数满足无失真传输的条件。它往往是分别校正幅频 特性和群时延特性，序列均衡通常采川这种频域均衡法。二为时域均衡，就是直接从时间响 应考虑，使包括均衡器在内的整个系统的冲激响应满足无码间串扰的条件。当面临的是时变 信道时，需要采川白适f 节均衡技术。 白适应均衡器所追求的目标就是要达到晟佳抽头增益系数，是直接从传输的实际数字信 号中根据某种算法不断调整增益，因而能适应信道的随机变化，使均衡器总是保持最佳的：i ： 作状态，有更好的失真补偿性能，性能优异的自适应均衡器具有三个特点：快速初始收敛特 性、好的跟踪信道时变特性平低的运算量。因此，实际使用的白适应均衡器系统常采用的工 作方式为：在正式工作前先发一定跃度的测试脉冲序列，又称训练序列，以调整均衡器的抽 头系数，使均衡器基本上趋于收敛，然后再自动改变为以判决反馈为基础的自适应工作方式， 使均衡器维持最佳状态。臼适应均衡器一般按最小均方误差准则来构成。 白适应信道均衡在移动通信领域一直得到广泛使用。例如，t d m a 系统普遍使用均衡器 进行对多径衰落信道的补偿。不过，在c d m a 系统中，r a k e 接收机以其良好的性能和简单的 算法( 相对于信道均衡器) 迅速取代了均衡器，但考虑到以下几点，在c d m a 2 0 0 0 的前向链 路接收机中，基于均衡器的设计仍有其性能方面的优势： 下行链路的特殊特性，如同步性，正交性； r a k e 接收机实现了高斯白噪下的s n r 最大化，但由于前向链路使用w a l s h 码进行 正交扩频，由于w a l s h 码的移位相关特性不完善，因此，这就导致简单的r a k e 接 收机无法对用户间干扰进行有效的抑制，从而导致性能下降：与之相反，均衡技术 可以通过消除m p i ( 多径干扰) 来恢复小区内用户的码道正交性，从而根本去除小 区内川户间的m a i ，简单的迫零线性均衡完全做到了这一点，但迫零线性均衡器在 消除多径干扰的同时放大了噪声的影响，而m m s e 均衡器则统筹考虑了对噪声和干 扰的抑制，因此可以达剑更好盼性能。 2 3c d m a 系统使用的接收机 多址通信下的接收机可以分为s u d ( 单用户检测) 和m u d ( 多用户检测) ，因为m u d 技术 可以有效地抑制多址干扰，从而大大提高系统性能，并且无需系统进行复杂的功率控制，所 以近年来得到了火量的深入研究。目前，这一领域已经提出了大量算法，并且已经成为3 g 系统基站接收机进一步提高性能的重要途径之一。但是，m u d 技术本身要求接收机对所有用 户进行检测，导致接收机复杂度急剧上升，在基站侧，由于接收机确实需要对所有用户进行 检测，并且基站接收机无需在小型化，低功耗方面过于谨慎，冈此为了提高性能，可以考虑 使州m u d 算法；与之相反，由丁只对本圳户的信息感兴趣，冈此，耗费大量的资源对其它_ l j 户进行联合检测，对丁- 在小艰化，低功耗方面要求异常苛刻的移动台而言，是不切合实际的。 同时，州户侧并不知道其他户的信道码和扰码，只能采瑚亩算法进行多h 3 户检测，其性能 和复杂皮都不适埘于移动台的应_ l l j 环境。因此，本章不考虑) i u d 算法。下面的模型和讨论都 是在s u d 的范畴内进行。 在存在多径衰落的移动通信系统中，窄带系统由于无法对多径分量进行有效的分辨，因 此只能使州自适应均衡技术。而c o m a 扩频通信系统由于可以有效地分辨多径，因而可以使 jr a k e 接收机加以利瑚，从而实现了分集接收，这样，在c d 、i a 扩频系统中，为了消除多径 衰落的影响，我们就有了两种选扦：r a k e 和白适应均衡。下面将分别讨论这两种接收机的 基本原理和结构。 第二章现有接收机的性能分析 2 3 1 r a k e 接收的基本原理和结构 由多径衰落信道的抽头延迟线模型我们可以看到，发射信号的能量被分散到了不同的径 上，每径所经历的衰落又是互相独立的。如果能将这些能量收集起来，就能达到分集接收的 效果。c d m a 系统中特有的r a k e 接收机就可以实现对多径信号的分集接收，它是由r p r i c e 和p e g r e e n 于1 9 5 8 年最早提出的。 不失一般性，我们下面分析c d m a 2 0 0 0 前向链路上r a k e 接收原理和结构： 前向链路上基站发射时，待扩频的符号通过串并转换，每两个符号中一个通过i 路发射， 另一个通过q 路发射，然后复数扩频。同一基站的不同信道是通过不同w a l s h 函数区分的， 不同的基站间通过不同扰码区分。 为分析方便，只考虑单基站的情况，等效低通发射信号可表示为： 。 玉 u ( t ) 2 ( f ) + x ，( f ) 一 “ ( 2 7 ) 玉 2 【巩( f ) c o ( f ) + g i z ( f ) e ( ，) 】& ( f ) ) g c t ) 其中_ e ) 表示第i 个信道的信号，而( f ) 表示导频信道，吒是除导频信道外总的信道数。 而0 ) 表示第i 个信道上发送的复数符号，取值为1 j ，其中导频信道上磊( r ) ；1 。c a t ) 是分配给信道i 的w a l s h 函数，其中导频信道分配的c o ( f ) = 1 。g - 为信道i 的增益因子， ( f ) 是该基站使用的复数扰码，g ( t ) 是脉冲成型函数。经过图2 1 所示的信道后，等效低 通接收信号可以表示为： ，( r ) = 一_ ( f ) u ( t n w ) + n ( t ) ( 2 8 ) 式中a 可看为整个链路的功率增益。在接收端，将接收信号匹配滤波后以i w 的速率 进行采样，在理想同步条件下得采样信号： s ( t ) = ，( 小g ( 一叫。， = 么l - i ( | | ) 壹【g 。谚( 。，) c ( 如) 】s u ，( a 蛐) + 乙 ( 2 。9 ) a t 。= 七一ng o = 1 上式中，z - 是相互独立的a w g n 。l i t ，b ，令m ，是第i 条信道使j j 的扩频比，则e ( 七) 以 m 。为周期，同时： z ( 七) = d 7七= r a m , ，m m ，+ 1 ，( + 1 ) t l ( 2 1 0 ) 其中秽是第i 条信道上发射的第m 个复数符号，我们通过调整，产生s ( 七) 的时延信 号s ( k + f ) ，= 0 ，l ，工一l ，并对这些不同延时信号分别进行解扩，求在第l 径上接收到的 9 东南人学明l 学位论文 第j 条信道上的第m 个复数符号。 ( m + 、m 。一i 玛= s ( 七+ ，) q ( 七) ( ) k = m m , = 爿h ( + ，) g 。矿( k + l , n ) c ( k + l , n ) 勘( 川，。) f ，( 女) 岛( ) n = ok =n14，t=o 。 ( 2 1 1 ) + 乙q ( 七) 爵( t ) k = m m = q a m i gj 1 c ：d ：+ 呓l + u m i j + z 勺 式( 2 1 1 ) 中，相对于传输符号速率，移动通信信道是慢变化的，假设在一个符号内信道 系数c 。( 七) 近似不变，将其提山求和号外记为c ? 。v ? ，为多径干扰o , i p i ，m u l t i p a t h i n d u c e d i n t e r f e r e n c e ) ，“另y , a 多, t j k - 干g g i a i ，m u l t ia c c e s si n t e r f e r e n c e ) ，它们都是由扩频序 列( w a l s h 和扰码组成) 非理想的自相关和互相关性引起的，z i ，是a w g n 。v ? ，“；：，和z ；：， 各自可以表示如下： l i ( m + 1 ) m f - i v 二= a c i g ，w 钆，) c p 。，) ( 。) c ，( 七) 瓯( ) ( 2 1 2 ) n = o , n # l k = n “l 。 1 量( g ；z ( 。，) c j ( 。，) ( 。，) e ( 七) 爵( ) 】 ( 2 1 3 ) t = o ，j t “) f l z j ! ，= 磊q ( 七) 瓯( j i ) ( 2 1 4 ) 由式( 2 1 1 ) 我们可以看出，忽略干扰项v ；! ，1 4 j ”, ，莉1 z 乃，要想得剑待接收符号d ? ，必 须对当前第1 径上的信道系数c ? 进行校正，假设我们已经准确估计出 刀= c ? ，= 0 , 1 ，l 一1 。那么就可以对l 条径上的信号进行合并了。 习：l - i ( f ) 形：， ( 2 1 5 ) 问题是如何估计信道系数c ? 。事实上，如果我们对导频信道进行解扩，由于导频信道 上发射的复数符号全是1 ，也就是式( 2 1 1 ) 中彤；1 ，那么忽略常数( 2 爿m ，g ，) ，第1 径 上的信道系数可以通过一f 式得到： 钟= y g l , ( 2 1 6 ) 如果我们假设每一径上的解扩输出都服从高斯分布，且方筹相同。那么在式( 2 1 5 ) 的台 l o 警一 h m ， 血 = 驴， 第二章现有接收机的性能分析 并方法下，这样的信道估计满足最大似然比准则。此外，由于导频信道的发射符号固定其 使用的w a l s h 函数恒定为c o ( _ j ) ；1 ，信道估计的积分区间n e 可以扩大，只要是其余信道最 大扩频比的整数倍就可以了。 这样就我们得到了c d i 帕, 2 0 0 0 前向链路上经典r a k e 接收机的框图： 图2 2 c d m a 2 0 0 0 前向r a k e 接收原理框图 文献“1 给出了在信道估计准确的情况下，采用l 径最大比合并的r a k e 接收机误码率只 的切诺夫域。假设l 个路径都是相等平均强度的瑞利分布，方差同为盯2 。e 为符号能量， e s = 盯2 e 。i o 是解调器每个码片受到的干扰能量，它是多址干扰、多径干扰和a w g n 之和。 发送的符号为二进制反极性信号，则有： b 汀，n ，这样( 3 ，5 ) 式可以表示成： g 耳0 9 = g 0 0 x ( j ) e i 卅寺 ( 3 6 ) 可以看出，分数间隔均衡器避免了因欠采样引起的频谱混叠。从( 3 6 ) 式可以看出， 定时误差“仅仅使得分数间隔滤波器输出的信号有一个时间平移，所以分数间隔均衡器对 定时误差“不敏感。 从上面分析可以看出，最佳分数间隔均衡器实质上等价于由匹配滤波器后接t 间隔均衡 器的最佳线性滤波器。 除了上面所说的，分数间隔均衡器的好处还可以从能否完全均衡进一步佐证。对于一个 非平凡的f i r 信道，任何有限长度的f i r 结构的t 间隔均衡器都不可能完全均衡，而对于 一个t 2 间隔的均衡器，只要均衡器响应长度超过或达到信道的响应长度就可以实现完全均 衡( 不考虑噪声) “。 分数间隔c h i p 均衡器是分数间隔均衡器在c d m a 系统c h i p 级上的具体戍川，所以它同 样具有上面介纠的优点，这也是我们研究它的原冈。r 面对单基站情况，卜的分数间隔均衡器 做简要的介绍。 3 4 2 分数间隔均衡器简介 考虑圈33 1 所示的单信道模型。t 间隔( c h i p 间隔) 的码序列 s 。 通过广义信道后， c h i p 均衡器对它进行n 倍c h i p 速率的过采样接收。h ( t ) 表示信号序列和c h i p 均衡器之间 的广义信道，r ( t ) 表示基带复白高斯噪声。均衡器输山信号被抽取后的输出y 。就是发射信 号s 。的估计值s 。 圈3 3 1 具有t n 闻隔c h i p 均衡器的单信道基带模型 c h i p 均衡器接收到的信号波r ( t ) - - i p a 表示为： 一 ，( f ) = 矗 ( f - n t ) + r l ( t ) n 其中s 。表示基站发送的序列，t 为c h i p 间隔 ( 3 7 ) 现在，c h i p 均衡器对接收信号心) 以t i n 的分数间隔采样，则采样后的接收序列1 为 ，( 七号+ 0 ) = s h ( k t + r o - n t ) + 叩( 七号+ f 0 ) ( 。8 ) 在上面两式以及后面的式子中，我们用n 标识c h i p 间隔，用k 标识分数间隔为某一时 间延迟，用来表示定时误差。 用一个t n 间隔的f i r 滤波器来实现c h i p 均衡器。假设均衡器的长度为m = n m 。， 其中m 是整数。均衡器的输出k 可以被看作是倍采样的序列和均衡器系数之间的卷积， 即有 铲擎八，) 号1 0 ) x i = g ，r ( ( 七一f ) 百+ f o ) f = ( 3 9 ) 最后，均衡器的输出x k 被一个抽取因子k 抽取，得到t 间隔的输出序列y 。假设我们从每 组k 个均衡器输出信号中抽取最后一个，得到的输山序列y 。为： 儿2 x n + n = i = 篓吕r c c 槲+ n - l - i ) 舌+ ，= 善m - i 吕，。r + 丁- 专一，专+ ， 3 ，1 0 从( 3 1 0 ) 式可以看出，被抽取的输山y 。可以看山k 个t 间隔卷积之和 虬；a t - i 。，0 r n - r 2 - + g , i 艺，z + + 矿- 醒，) 儿= - 1 + 艺。+ + 醒，) ( 3 1 1 ) 其中：g = g 。n + k ，i = o 1 一m 1 ，k = o 1 ，n - 1 ，可以看成是第k 个子均衡器的系数，这 4 1 东南人学坝l 学位论史 些系数是随时间而变化的。r j 2 r ( n t + 百j t + t o ) ，j 2 0 ，1 一，n 一1 ，可以叫做第j 个子接收 序列。利州( 3 8 ) 式，可以得剑的表达式： 搿叫一7 1 + 等+ o ) = 娶坳n f f + r o - i d + 咖，+ 等+ ) ( 3 2 ) 我们定义子信道的冲击响应为： 吲= 6 ( h 丁+ 告+ t o ) ，_ o ，1 ，川 ( 3 1 3 把噪声表示成和子接收序列相对应的形式： 7 77 2 叩( 仃r + 等+ f 。) ( 31 4 ) 把式子( 3 1 3 ) 、( 3 1 4 ) 代入( 3 1 2 ) 式可以得到： r ? = s l hz ? l + q l 3 1 5 ) 由( 3 ，1 1 ) 式和( 3 1 5 ) 式可以得到具有t n 间隔均衡器的多信道系统模型“，如图 3 3 2 所示。实际上，子信道只是一种符号表示方法，并没有任何实际的物理意义。我们还 可以发现，如果采样速率和c h i p 速率相同时，信道的抽头延迟线模型有l 个系数，那么采 样率为n 倍c h i p 速率时，信道的抽头延迟线模型就有l n 个系数。 图3 3 2 具有t n 间隔均衡器的多信道系统模型 圈3 3 1 和幽3 3 2 所示的模型是等价的。图3 3 2 所示的多信道系统模型中的子信道、 子均衡器、子接收序列和表达分数间隔c h i p 均衡器的子向量、子矩阵相