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TEA1752GreenChip TEA1752:PFC和反激式控制器集成电路 Rev. 01 16 JULY 2010 应用 文件信息信息 内容关键词 绿色芯片，TEA1752,PFC,反激，高效，适配器，笔记本，PC电源摘要 TEA1752是新一代功率因数校正（PFC）控制器和反激式(FLYBACK)开关电源控制器集成在一起的IC。用于率高开关电源。它集成度高，外接元件少可用于设计低成本电源。TEA1752用一个硅绝缘（SIO）工艺制造。NXP SIO可制作宽电压范围。 1.概述: TEA1752把功率因数校正（PFC）控制器和反激式(FLYBACK)开关电源控制器集成在一个SO-16封装的集成电路上。这两个控制器均工作在准谐振（QR）非连续传导模式（DCM）和谷值检测方式。每个控制器的开关是独立的。PFC的输出功率可以简单的由导通时间控制，不必对主电压相位取样。反激输出功率是电流控制模式，可以很好的抑制输入纹波电压。两个控制器的通信被集成好不必调整。在本应用中提到的电压电流是典型值。各脚的电平详细说明可从TEA1752T-LT的数据表中查出。1.1范围 本应用指南描述TEA1752的控制功能和在变换器应用中需要调整。PFC和反激式功率级的大信号部分的电感和变压器的设计在一个单独的应用说明中做描述。1.2 TEA1752 GreenChip控制器GreenChip的特征是让电源工程师可以用最少的外部元件设计出可靠的、低成本、高效的开关电源。1.2.1关键特征 PFC和反激控制器集成在一个SO-16的封装内。PFC和反激控制器的开关频率是相互独立的。二者之间的通信不需要外部硬件。由于集成度高，所以，所需外部元件少。集成了主电压使能和掉电保护功能有快速锁存复位功能。1.2.2系统特征 有系统故障安全再启动模式。 高压启动电流源（5.4mA）。在安全再启动模式时高压电流源减少到1 mA。宽VCC范围（38V）。限定MOSFET驱动电压。容易控制的启动特性和VCC电路。通用输入的锁存保护。片内有过温保护。在HV脚和下一个功能脚之间有一个高压防护用空脚。 在VINSENSE, VOSENSE, PFCAUX, FBCTRL 和FBAUX脚都有脚开路保护功能。1.2.3 PFC部分特征 两种输出电压升压变换器。QR/DCM均工作在谷电压开关状态。频率限制(250KHz)以减少开关损耗和电磁干扰（EMI）。导通时间Ton受控。采用主输入电压控制回路补偿以达到良好的瞬态响应。过流保护（OCP）。软启动和软停止。不需要外部电路就具有对PFC反馈回路部分进行开路/短路检测功能。1.2.4 反激部分特征 QR/DCM均工作在谷电压开关状态。用降低频率和固定最小峰值电流及谷电压开关以保持高效率，同时保证在轻负载时没有音频噪声。频率限制(125KHz)以减少开关损耗和EMI。电流模式控制过流保护（OCP）。软启动。通过辅助绕组可获得精准的过压保护（OVP）。输出过载和反激反馈环路开路超时保护，可作为安全再启动（TEA1752T）或锁存（TEA1752LT）保护。1.3 应用示意图图1显示了完整功能的TEA1752应用原理。图1 应用示意图2.管脚描述 符号 引脚 功能VCC 1 电源电压：Vstartup=22V,Vth(UVLO)=15V。 当主电接通接在该脚的电容器被内部电流源充电到Vstartup 启动。当该脚电压低于0.65V充电电流被限制在1mA，这是防止Vcc脚短路使IC过热。当该脚电压在0.65V和Vth(UVLO)之间时，充电电流为5.4mA使IC快速启动。当该脚电压在Vth(UVLO)和Vstartup之间时，充电电流又回到1mA，这样在输入电源故障时可以减小安全再启动占空比。这样在故障时可减小输入功率。当电压升到Vstartup电流源被关闭，并且Vcc调到Vstartup直到反激部分启动。见3.2节，完整的启动顺序说明。GND 2 接地FBCTRL 3 反激控制输入直接连接光耦。2V控制电压时反激变换器提供最大功率。在1.5V控制电压时反激变换器进入频率减小模式并。在1.3V时反激变换器也停止开关。内部有一个30A电流源连接到此脚，它由内部逻辑控制。当检测到控制环开路或输出电压短路此电流源可以用来实施一个超时功能来保护电源。在GND和此脚之间接一个100K电阻可使超时功能失效。FBAUX 4 此脚接变压器的辅助绕组用来检测变压器的去磁，主电的过功率保护（OPP）和反激的过电压保护(PVP)。和去磁检测相结合并且在HV脚的谷电压检测确定谷电压时反激变换器导通时刻。当300A电流流入此脚便认为输出过压(OVP)。为了防止误判OVP内部有滤波部分。当反激OPP功能启动此脚有-100A电流流出。LATCH 5 通用的锁存保护输入。当1脚达到Vstartup电平在PFC和反激变换器使能前此脚先被充电到1.35V。此脚电压低于1.25V可触发锁存保护。并且PFC和反激变换器被禁止。一个内部80A电流源被连接到此脚，并受内部逻辑控制。在此脚接一个NTC电阻可实现温度保护。PFCCOMP 6 PFC控制环的频率补偿脚VINSENSE 7 主电压的取样输入。此脚有5个功能： 主电使能电平：Vstart（VINSENSE）=1.15V； 主电停止电平（掉电）：VstOP（VINSENSE）=0.89V； PFC控制环增益带宽的主电电压补偿； 快速锁存复位：Vflr=0.75V; 两种升压切换点：Vbst（DUAL）=2.2V 在VINSENSE脚的电压必须是DC平均值它，代表AC线电压。主电使能和停止将使能和禁止PFC。此脚不是取样主电相位。PFCAUX 8 来自PFC电感的辅助绕组信号用来获取去磁时间并且检测谷电压来控制PFC开关。辅助绕组需要接一个5K电阻防止雷电造成损坏。VOSENSE 9 PFC 输出电压取样输入。 VOSENSE脚，开环和短路检测：Vth（ol）（VOSENSE）=1.15V PFC输出电压调整：Vreg（VOSENSE）=2.5V PFC软OVP（逐周）：VOVP（VOSENSE）=2.63V 控制PFC的输出电压， 双种升压电流：Ibst（DUAL）=-15A。翻译到此FBSENSE 10 反激变换器电流取样输入。此脚测量加在三个电阻上的三个电压和。选择适当的电阻值： 防止或减少了反激变压器饱和的危险 允许PFC使能或关闭做一些微整 允许系统独立运行线电压在dV / dt = 0mV/s时，Vsense(fb)max的最大值设置电平为0.63。在dV / dt = 0mV/s时，Vsense(fb)min的最小值设置电平为0.30。当反激变换器工作在降频模式时通过反激变压器使变换器工作在固定峰值电流状态。有两个内部电流源Istart(soft)fb 和 Iadj(FBSENSE)连接到此脚。Istart(soft)fb 是一个60A的内部电流源，它被内部逻辑控制。此电流源用来执行反激部分的软启动功能。反激式开始时，只有内部电流源可以向软启动电容充电至超过0.63电压V。为确保反激电路启动最小的软启动电阻不能小于16K。电流源Iadj(FBSENSE)是3A。它的目的是支持调节PFC的使能和禁止。PFCSENSE 11 PFC过流保护输入。此输入是用来限制PFC电感中的最大电流，此脚（PFCSENSE）是逐周保护，在 dV/dt = 50 mV/s，电压超过0.52V时PFC的MOSFET被关断。内部有一个60A的电流源连接此脚，它被内部逻辑控制。此电流源用来执行PFC的软启动和软停止功能防止产生音频噪声。当内部电流源给软启动电容充电使其超过0.5V时PFC将启动。因此，为确保PFC启动最小的软启动电阻不能小于12K。PFCDRIVER 12 PFC 的MOSFET栅极驱动输出。FBDRIVER 13 反激控制的MOSFET栅极驱动输出。PFCTIMER 14 当反激变换器负载变为最小或突然去掉，TIMER脚延时PFC关断。当 加在此脚上的电压低于( 1.27 V)时PFC使能，加在此脚上的电压高于( 3.6 V) 时PFC被禁止。HVS 15 高压安全隔离管脚，空脚。HV 16 内部启动电流源的高压输入（输出在1脚），此脚还有反激谷电压采 样功能。FBAUX脚的去磁检测和HV脚的谷电压检测相结合可确定反激电路在谷电压时的开关时刻。3.系统描述和计算 3.1 PFC和反激部分启动条件图2，图3给出了PFC和反激部分的使能条件。遇有启动问题通过这些条件可以找到问题原因。一些条件是动态信号（见图4）应该用示波器检查。图2 PFC启动条件 图3 反激部分启动条件3.2 启动顺序在低输入主电压情况，电源开关接通，TEA1752供电有如下启动程序（见图4）：1 HV电流源设定在1.0mA并且Vcc外接电容（elcap）被充电到0.65V；这可以检测Vcc脚的短路否。 2 Vcc=0.65V，HV电流源被设定在5.4mA并且Vcc外接电容（elcap）被快速充电到VTH(UVLO)。 3 Vcc= VTH(UVLO), HV电流源又一次被设定在1.0mA并且Vcc外接电容（elcap）被充电到Vstartup。 4 在Vstartup，HV电流源被关掉，这时LATCH脚的80A电流源接通向接在LATCH脚的电容充电。同时，PFCSENSE和FBSENSE的软启动电流源被接通。 5 当LATCH脚被充电到1.35V,同时VINSENSE达到1.15V时PFC和反激部分才有可能开始开关功能。 6 PFC使能必须满足4个条件，在PFCSENSE脚的PFC软启动电容必须充电到0.5V，并且VOSENSE脚的电压必须大于1.15V，连接在PFCCOMP脚的电容充电到3.5V并且 fsw(fb)swon(PFC)必须大于86KHz。注：在TEA1752（初始）启动时最后一个条件是自动满足的。在PFCTIMER引脚这可以被测量到。在内部它被强制到低电压，这意味着PFC被启用。 7 接在FBSENSE脚的软启动电容也必须充电到0.63V并且FBCTRL脚的电压必须小于4.5V，反激部分才能使能。通常，在第一个反激周期FBCTRL脚的电压总是小于4.5V，除非FBCTRL脚开路。在反激启动时瞬间，FBCTRL超时电流源被接通。 8 当反激已达到其标称输出电压，那么，IC的Vcc供电被辅助绕组接管。如果出于一些原因，反激式反馈回路信号出现错误，则在FBCTRL脚的超时保护被触发，PFC变换器和反激式变换器被关闭，Vcc将降到VTH(UVLO) ，IC将回到第3步的启动周期继续操作。这是安全再启动周期。图4 低主输入电压时的启动程序 对于PFC和反激部分的软启动电容的充电时间可分别由他们的电容值分别独立设定。这种方法可以实现PFC先于反激部分启动。3.3 在安全再启动保护时的Vcc周期在安全再启动模式中，控制器将执行3.2节中所说的3到8步。3.4 主电压取样和欠压主输入电压的测量是通过VINSENSE脚进行。当VINSENSE脚的电压达到1.15V的Vstart（VINSENSE）电平并且其他的启动条件也得到满足PFC可以工作，见3.1节。当VINSENSE脚的电压降到低于0.89V的Vstop（VINSENSE）电平，PFC停止工作。反激部分继续开关直到反激最大导通保护ton(fb)mas40S被触发。当保护被触发，IC停止开关并进入安全再启动模式。在VINSENSE脚的电压必须是DC平均值，代表主输入电压。在VINSENSE脚用约150mS的时间常数使系统工作最佳。在VINSENSE脚用一个长的时间常数可防止主输入电压降低时PFC快速再启动，因此，VINSENSE脚的电压被钳位在低于Vstart（VINSENSE）100mV电平，这是为了保证主输入电压恢复后快速PFC再启动。图5 VINSENSE电路3.4.1 主输入电容放电为安全起见，在EMC滤波中的X滤波电容放电时间常数必须小于1秒。（见参考文献1。）R是在输入滤波中给X电容放电，R的值用R1+R2代替。在90W的适配器应用中Cx1=220nF, R1+R2的值必须小于或等于下述值： R=R1=R2在RV的值必须低于或等于以下：3.4.2 欠压电压调整 通过R1，R2测量输入电压。每个电阻交替测量半个正弦波，所以，两个电阻必须有一样的值。在R1，R2取样平均电压用如下公式（2）计算： （2）V（AC）欠压RMS按如下式（3）计算：这里Vstop(VINSENSE) = 0.89 V68V（AC）欠压阈值符合IEC - 60950章2.1.1.7（注释1）“设备中电容器放电”。 标准（见Ref.1），实例如表2所示。C20选3.3F，R4选47K，建议VINSENSE脚的时间常数为150mS。3.5 内部OTP 该集成电路具有内部温度保护，以保护集成电路由于在Vcc脚过载而导致的过热。当结温超过热关断温度，IC将停止开关。只要OTP被激活，Vcc脚的电容不会被HV脚的主电充电。如果Vcc供电不足，OTP电路将由HV脚供电。OTP是锁存保护。3.6 锁存脚 LATCH脚是通用用途的输入脚，它可锁存PFC和反激变换器使他们关断。此脚源出一个80A电流IO(LATCH)流人接在该脚的NTC。当此脚电压被拉到低于1.25V，PFC和反激变换器将立即关断停止工作。Vcc将启动VTH(UVLO)和Vstartup之间的周期，无再启动。主输入电压的电源开关打开和关断将触发快速锁存复位电路，并且复位锁存器。（见3.7章）启动时，在PFC和反激控制器使能前LATCH脚首先被充电超过1.35V。LATCH脚的充电在Vstartup开始。在LATCH脚没有内部滤波。所以，此脚和GND之间必须接一个10nF电容防止假触发，此脚功能不用时也必须接电容。图6 LATCH脚保护功能的使用当过温时NTC和与其串联电阻之和如下式所示：光耦的光晶体管导通电流大于80A，光耦触发锁存器。3.7 快速锁存复位当主电的电源开关接通和断开时能复位锁存保护。在当主电的电源开关断开后，VINSENSE脚电压降到低于VFLR(0.75V)将触发快速锁存复位电路，但是不复位被锁存了的保护。当主电的电源开关接通，VINSENSE脚电压增加，当电压超过0.85V，锁存器被复位。当Vcc脚充电到Vstartup系统将复位。见3.2节的第4步。4. PFC的描述和计算 PFC工作在准谐振或非连续模式时用谷电压检测来减少开关损耗。为减小开关损耗PFC的最高开关频率被限制在125KHz。必要时为保证频率不超过250KHz跳过一个或较多的谷电压。TEA1752的PFC被设计成在主电输入电压范围内有两种输出电压的升压变换器。两种输出电压升压的优势是在低主电压时可改善整个系统效率减少PFC的开关损耗。在中低功率适配器（120W）PFC的损耗在总损耗中所占比例较高。两种输出电压通过VOSENSE脚内部15A电流源来控制。如图7所示，通过测量VINSENSE脚的主输入电压控制内部电流源，电流源和VOSENSE脚的电阻结合设定了PFC的低输出电压。在高主输入电压时此15A电流源被断开。因此，最大PFC的输电压不受精密电流源影响。在典型的适配器中在主电高时PFC输出电压是385V(DC), 在主电低时PFC输出电压是250V(DC)。在VINSENSE脚的2.2V电压对应主输入电压约180V(AC)。小斜率传递函数确保稳定的PFC的输出电压切换没有打嗝现象。图7 VINSENSE脚两种升压电流的 VINSENSE传递函数电压 在低输出负载时，PFC被关断以保持高效率和在无负载时待机输入功率。当开关关断后PFC输出电压降低到Vac1.414。4.1 PFC输出功率和电压的控制TEA1752的PFC被控制的是导通时间，因此，不必测量主电的相位角。为了获得好的功率因数和减少谐波（MHR）达到D级标准在半个正弦波内导通时间保持为常数；见参考。通过VOSENSE脚控制PFC输出电压。在VOSENSE脚有一个跨导误差放大器和一个2.5V的参考电压。在VOSENSE脚这个误差被变换成80A/V进入PFCCOMP脚。在PFCCOMP脚的电压和VINSENSE脚的电压相结合决定PFC的导通时间。图8 PFC导通时间控制 为稳定PFC控制环，在PFCCOMP脚接入由一个电阻和两个电容构成的网络。升压变换器的传递函数的数学方程包含主输入电压的平方。在典型的应用中，这将导致在低的主电输入电压时有低的调节带宽，在高的主电输入电压时有高的调节带宽，因而，在高的主电输入电压时符合MHR是困难的。TEA1752通过测量VINSENSE脚电压而达到测量主输入电压的目的，来补偿控制环增益使主输入电压运行正常。其结果在整个输入电压范围增益将是常数。 在VINSENSE脚的电压必须是直流平均值，代表主输入电压。VINSENSE脚的系统优选时间常数是150mS。4.1.1 设定PFC输出电压在PFC输出和VOSENSE脚之间接入电阻分压器便可设定输出电压。在正常PFC模式，PFC输出电压经分压后接到VOSENSE脚电压Vreg(VOSENSE)=2.5V。图9 PFC输出电压设定在输出端和VOSENSE脚之间接入两个4.7M(1%)的电阻。(15A)电流源Ibst(DUAL)和这些电阻相匹配。R5和R6的阻值是4.7M，R7是62K，当主电输入是低电压时，PFC输出电压为约240-250V, 当主电输入是高电压时，PFC输出电压为约380-390V。接在VOSENSE脚和地之间的电阻R7（1%）可按下式（5）计算：假如PFC输出电压是382V，则：主电在低输入时(15A)电流源Ibst(DUAL)被激活，低PFC输出电压可按下式（6）计算：当R5,R6为4.7M,R7为62K时，低PFC输出电压可按下式计算： 在VOSENSE脚的电容C4的功能是滤除噪声和防止虚假触发造成的保护。例如MOSFET的噪声，主电浪涌或ESD。Vovp(VOSENSE)保护的误触发会引起可听见的噪声和引起输入主电流的干扰。Vth(ol)(VOSENSE)保护的虚假触发会引起安全再启动周期。在VOSENSE脚有500nS到1mS的时间常数就足够，C4选10nF便可。 R7,C4尽可能靠近IC的VOSENSE脚和GND脚。4.1.2 PFC的软启动和停止部分的计算软启动和停止功能是通过接在PFCSENSE脚的RC网络实现的。Rss1不得小于12K，确保Vstart(soft)PFC达到0.5V时使能PFC启动。见3.2节关于启动的描述。图10 PFC软启动和软停止总软启动或软停止时间等于tsoftstart=3Rss1*Css1 建议PFC的软启动时间小于反激的软启动时间，确保初次启动时PFC的启动先于反激的启动。建议软启动时间保持在2mS-5mS范围内。 C6=100nF,R11=12K，总软启动时间是3.6mS。4.2 PFC的去磁和谷电压检测在变压器去磁后PFC开关导通。内部电路连接到PFCAUX脚检测第二行程的结束。它也检测接在PFC MOSFET上的电压。为了减小开关损耗和电磁干扰(EMI)(谷电压开关)，当加在PFC MOSFET上的电压最小时开始下一个行程。为减小开关损耗PFC的最大开关频率被限制在250KHz。必要时跳过一个或多个谷电压保证频率低于250KHz。 如果在PFCAUX脚没有检测到去磁信号，在最后的栅极信号后控制器产生一个50S的零电流（ZCS）信号。如果在PFCAUX脚没有检测到谷电压信号，在去磁被检测到后控制器产生一个4S的谷电压信号。图11 PFCAUX电路4.2.1 PFCAUX绕组和电路的设计为了保证在低的振铃振幅处进行谷电压检测，PFCAUX脚电压设置的尽可能高，考虑其最大额定电压是25V, PFCAUX绕组的圈数计算如公式（7）：VPFCAUX是PFCAUX脚的最大额定値，VLmax是PFC初级绕组的最大电压。PFCOVP电平的电压确定了PFC的最大输出电压并加在PFC初级绕组上，计算如公式（8）：当PFC的辅助绕组圈数较多，在辅助绕组和PFCAUX脚之间可以插入一个电阻。为了防止由于寄生电容引起的谷电压检测延时，此电阻值应小于10K。PFCAUX脚信号极性必须和PFC的MOSFET的漏极反向。为了保护PFCAUX脚防止过压，例如打雷时，在辅助绕组和PFCAUX脚之间的电阻最好能有5K。为了防止因外部干扰导致不正确的谷电压开关，电阻应放置在靠近IC处。4.3 PFC保护模式4.3.1 VOSENSE脚过压保护过压发生在启动大的负载变化。此过压的产生是由于PFC的控制环路反应比较慢引起的。为了满足良好的功率因数和合适的MHR PFC的控制环路反应必须比较慢。在VOSENSE脚过压保护（OVP）将限制过冲。当VOVP(VOSENSE)达到2.63V时被检测出瞬间PFC的MOSFET 立即关断，不考虑导通时间的设定。在VOSENSE脚电压低于2.63V之前MOSFET不会导通。当接在VOSENSE脚和GND之间的电阻开路，OVP也会被触发。PFC输出端的峰值电压的产生是因为PFC产生了上冲而又被限制造成的，其计算如公式（9）：4.3.2 VOSENSE脚的开路和短路检测 VOSENSE脚是用来采样PFC的输出电压，同时其内部集成了保护电路用来检测此脚的开路和短路。接于此脚的电阻分压器一旦开路此脚也可以采样到。因此，VOSENSE脚是万无一失的。在外部不必增加OVP保护电路。当此脚开路时内部电流源将拉低此脚电平，使其低于1.15V的Vth(ol)(VOSENSE)检测电平。当检测到Vth(ol)(VOSENSE) 电平时PFC和反激变换器的MOSFET关闭直到VOSENSE脚电压回到1.15V后才再次导通。4.3.3 VINSENSE脚的开路检测VINSENSE脚检取样输入电压，其内部集成了一个保护电路来检测脚的开路。当此脚开路时内部电流源将拉低此脚电平，使其低于0.89V的Vstop(VINSENSE) 电平。4.3.4 过流保护（OCP） 过电流保护（ OCP ）限制了最大电流通过PFC的MOSFET和PFC的线圈。通过检测串联在MOSFET源极的电流取样电阻上的电压来测量流过的电流。当dV/dt = 50 mV/s，PFCSENSE脚的电压超过0.52V(Vsense(PFC)max)时MOSFET立即被关断。OCP是逐周过流保护。为了避免反激开关错误触发PFC的OCP，建议保持一个0.1V的余量。主输入电流的干扰可能是导致VOVP(VOSENSE) 保护被错误触发的原因。建议直接在PFCSENSE脚放一个100PF-220PF的小电容来抑制外部干扰。电流取样电阻的计算如公式（10）：这里IpQR(PFC)max是PFC的最大峰值电流，此电流发生在最大负载和最低输入电压时。在准谐振模式时PFC的最大峰值电流按下式（11）计算：这里： Pomax是反激变换器的最大输出功率。 1.1是一个补偿因数，在准谐振模式中在第二个行程结束时和第一个谷电压检测时用于补偿PFC电感中在零电流之间的死区时间。 是在最大功率输出时变换器的效率。Vacmin是最小主电输入电压。5.反激描述和计算 TEA1752的反激部分是变频控制器，它可工作在准谐振（QR）模式或非连续模式并具有检测和谷电压开关功能。设定的初极峰值电流控制输出功率；初极峰值电流设定后输出功率由开关频率决定。初级峰值电流是由FBCTRL脚电压和从FBSENSE脚的采样电压决定，其关系如下： 反激控制着PFC的操作模式。在低输出功率时（初极峰值电流Ip 0.25 Ip_max）PFC开关停止工作。反激变压器的去磁检测是通过把FBAUX脚连接到辅助绕组实现。谷电压检测是通过HV脚，它可接到MOSFET的漏极或变压器初级的中心抽头。反激的输入电压是通过FBAUX脚测量并用于执行过功率保护（OPP）。OPP将保持反激的最大输出功率恒定。反激部分有一个精确的过压保护（OVP）电路。过压是通过FBAUX脚测量。当过压被检测到后锁存器将关闭PFC控制器和反激控制器。5.1 反激输出功率控制TEA1752反激系统的一个重要方面是在变压器去磁后等待至少第一个谷电压的到来，FBAUX脚通过辅助绕组测量去磁。HV脚通过MOSFET的漏极或变压器初级的中心抽头检测谷电压的底部。反激变换器输出功率可以用下述方程（12）描述： LP代表反激变换器的变压器的初级电感IP代表通过变压器的初级电感的峰值电流fS代表反激变换器的工作频率 代表反激变换器的效率 设计开始首先选择LP，初级电感的峰值电流控制输出功率。开关频率由外部应用参数和IC参数确定。外部应用参数是变压器的匝数比，初级电感，漏-源极电容，输入电压，输出电压及来自控制环的反馈信号。内部IC参数是振荡器设定，峰值电流设定和去磁及谷电压检测。另一种输出功率控制逻辑的方法是保持初级峰值电流固定不变而改变工作频率。在典型的控制关系中输出功率和频率是线性关系。这种方法通常只能工作在低输出功率。这种工作模式被称为降频模式。（见5.1.1.3） 反激变换器的输入电压是通过测量FBAUL来实现过功率保护（OPP）。在输入电压范围内OPP保证反激变换器的最大输出功率为常数。反激变换器有一个精密的OVP电路。过压通过FBAUL测量，当检测到过压后PFC和反激变换器被关断。5.1.1 TEA1752的三种操作模式在初次启动，反激将总是在最大功率启动。这意味系统是在准谐振模式启动。TEA1752从最大到最小输出功率反激将通过三个操作模式如图12所示。图12 反激操作模式准谐振(QR)模式非连续（DCM）模式降频（FR）模式IC内部的去磁检测电路和谷电压检测电路在三种工作模式下均被激活。5.1.1.1准谐振(QR)模式在大输出功率时反激变换器电阻在准谐振(QR)模式。输出功率由峰值电流控制（见5.1节）。较低的峰值电流使输出功率减小使工作频率升高直到最高工作频率。准谐振(QR)模式很容易被确认。当谷电压的底部被检测到后下一个周期的第一行程开始。初级峰值电流（Ip）由FBCTRL脚电压设定。建议放一个10nF的滤除噪声电容C15尽可能靠近FBCTRL脚，防止PFC的MOSFET开关干扰反激变换器。被测量到的FBCTRL脚的电压返回到FBSENSE脚可用公式（13）计算（在QR和DCM模式有效）：这里 VFBCTRL允许在1.5V-2V之间变化（在QR和DCM模式）Iadj(FBSENSE)系IC内部的电流源它连接在FBSENSE电阻R16和R17可在线路图发现，见图13。 图13 应用中调整反激变换器的最重要的元件通过反激变换器变压器的峰值Ip电流被定义为：最大峰值电流Ipmax是由Vsense(fb)max确定。R16A在公式（14）中没被提到，有关解释在5.1.5节中提到。通常在初始启动后输出功率连续下降。在开关频率达到最大值时这将导致反激变换器进入非连续模式。5.1.1.2 非连续模式在DCM模式中减小峰值电流（Ip）和通过一个或多个谷电压来减小输出功率。在此模式开关频率在某个频率为常数。确切的开关频率取决于检测谷电压的检测，但它决不会比最高频率较高。减小峰值电流和跳过多个谷电压周期可减小输出功率，FBCTRL脚将随之减小直至1.5V。当发生这种情况工作模式从DCM转为FR模式。 当变压器的初级电感值太大时，DCM模式没法达到。这时功率减小时反激变换器跳过DCM模式，它直接从QR模式跳到FR模式。5.1.1.3 降频模式 在降频模式中加在FBCTRL脚的电压不再设定峰值电流。相反，它设定工作频率。通过变压器的最小峰值电流(Ipmin)在FR模式中保持为常数。假如在Ipmax时磁芯不饱和，Ipmin和Ipmax之间的比例主要取决于检测电阻RSENSE的值。工作频率降低时输出功率也降低，这时将有多个谷电压周期跳过。在FR模式中的反激变换器的工作频率决定PFC的开通和关断。使能PFC开通工作频率比关断工作频率高。因此，PFC的开通时输出功率较高，关断时输出功率较低。在一般的适配器的输出电压是固定的，因此，反激变换器在较高或较低的输出功率时将有较高或较低的输出电流。在低输出功率时关断PFC使整体效率得到提高。由于此原因在额定输出电流的25%时关断PFC。另一方面， PFC在较大的输出电流时开通可以提线电流的高功率因数。通常在低于50%的额定输出电流开通PFC。PFC开通和关断的回差取决于初级电感值，输出功率和线电压。因此，选择正确的电感值可确保PFC的开通和关断间的回差。5.1.2节介绍如何做到这一点。5.1.2 电感值和PFC回差间的关系TEA1752在降频模式工作时用固定最低峰值电流（Ipmin）来控制输出功率，见5.1节（用公式17计算Ipmin值）。因此，导通时间（MOSFET的导通时间）取决于选择电感值和输入电压，它和电感值有线性关系和输入电压成反比关系。通过了变压器匝数比和输出电压固定了MOSFET的导通时间和关断时间（忽略了比较短的谷电压时间的影响）。在较低的线路电压选择一个比较大的初级电感工作频率和输出功率将下降，见5.1节和图14。图14 低线电压时反激变压器初级电感选择比较大的电感时的工作频率当初级电感增加情况将变得糟糕，因为这将在低线电压时限制了输出功率（默认情况下，反激假设工作在一个固定峰值电流时降运行在一个较低的工作频率）。在实际上，这意味着在低线电压时反激变压器限制输出功率。激活反馈环路使能PFC可获得更大的输出功率。换句话说，在低线电压时PFC开通和关断时的回差变得比较小，假如一个较大的初级电感值变压器被选中。当选定的初级电感值过大，因为没有回差，会发生不需要的系统行为。应限制最大电感值，以防止这在低线电压时发生不需要的系统行为。大多数客户喜欢在低线电压时PFC开启和关闭之间有最小的回差。在设计开始时选变压器初级电感的最大值是可以的。注意图15中做出了几种电感值。图15 输出功率和电感的关系 图15显示了不同的输出功率和不同匝数比的反激变换器初级电感值。选择大的电感值将导致大的磁滞损耗。选择较小的初级电感值磁滞损耗减小，但是总开关损耗变大。图15显示了线电压低于115V时电感的磁滞损耗。但是，假如加在电容C3两端电压没下降太多，通常范围可到90VAC。一条经验法则是当输出功率瓦级缓冲电容C3值通常选择微法级。应用这个通常的经验准则在线电压为90V并输出功率为50%时，加在缓冲电容上的电压约为100VDC。用图15帮助选择电感值是一个方法。另一个方法是用公式（15）这里 IO(nom)代表典型适配器的额定输出电流Vo代表输出电压Vf代表次级二极管电压 Lp代表反激变压器初级电感N是变压器初、次级比（Np/Ns）公式给出了一些N （VO+ Vf )的偏差值。因此，建议保存80V-130V的这个值。例如：IO(nom) = 4.62 AVO = 19.5 VVf = 0.05 VN （VO+ Vf )=104.3最后使用的值是450H。5.1.3Ipmin和所需PFC导通和关断电平的关系通常在反激变换器输出功率的50%和25%处PFC开通和关断。当反激变换器工作在RF模式PFC开通和关断由反激变换器控制。典型的反激内部工作频率在为在86KHz使PFC开通，在48KHz使PFC关闭。公式16是使用这两个数的平均值结合公式12的结果或这里 0.375是额定输出电流的50%和25%的平均值 VO是输出电压Vf是次级二极管的正向电压Lp是反激变压器的初级电感67000是86000Hz和48000Hz的平均值fb是反激变换器的效率（请使用相对高的值如0.970.98）例如：IO(nom) = 4.62 AVO = 19.5 VVf = 0.05 V Lp=450Hfb=0.98 5.1.4 Rsense的影响和串联电阻R16+R17取样电阻Rsense加上串联电阻R16+R17有四个功能：防止或尽量减少反激变压器饱和的危险。留有足够的功率储备（假设电感不饱和） 在有一定输出功率时允许PFC开通和关断做一些调整。注意，与R16和R17相比，调节时Rsense占主导地位，因为R16和R17的影响要小得多。R17和C23防止FBSENSE被反向充电在Rsense产生干扰。变压器的饱和电流(Ip(sat)和取样电阻的值都是设计中的重要参数。5.1.4.1节显示了变压器饱和度的计算。通过变压器的最大峰值电流（Ipmax）确定之后，此值最好应低于变压器的饱和水平。5.1.4.1 计算反激变压器饱和电流Ip(sat)变压器饱和电流能够用公式18计算例如以下假设： Np=32匝Bmax = 390 mT(PQ3220, 磁材 PC44, Bmax at 100 C)Ae = 17010-6m2（来自变压器供应商的数据表）LP=45010-6结果： 用供应商的数据表可以查到Ae和Bmax。Bmax的值取决于温度，在高温度时Bmax的值迅速下降。因此，应选择能在高温工作的Bmax值。当最大工作电流（Ipmax）小于饱和电流Ip(sat)时变压器不饱和。5.1.4.2显示了Ipmax的计算。磁芯饱和后无法提供较大的输出功率，只会使系统性能恶化（功率器件应力过大，EMI变大,甚至系统故障）。5.1.4.2 计算工作在准谐振模式的反激变换器的Ipmax反激准谐振模式操作的峰值电流可以按公式19计算：这里： a = NVi(DC)minLp b = 2IOLpN(VO +Vf) + Vi(DC)min c = 2IOtvalleyNVi(DC)min(VO + Vf)对于a,b,c VO是输出电压 N是初、次级匝数比(Np/Ns) Lp是初级绕组的电感值 tvalley是谷电压时间，有时也被称为死区时间。此时间通常为1.1s Vi(DC)min是在额定负载时C3上的最小电压。在本例中是75V（DC）。实际电压取决于PFC使能有多快。建议在应用中对此值进行检测。例： a = 5.33337545010-6= 180103 b = 24.624501065.3333(19.5 + 0.05) + 75 = 745.39103 c = 24.621.11065.333375(19.5 + 0.05) = 79.4824103 计算出的峰值电流是低于4.71 A饱和电流（见节5.1.4.1）。建议在计算出的峰值电流和饱和电流之间留一定的余量。例如，在一个高峰负载系统可能仍然会工作但是会碰到一个问题，因此，完成设计后必须检查这一点。计算结果如下显示，如果假定峰值输出电流为5.7 A，PFC有时开通，预计电容C3上的最小电压是240V(DC)。 a1 = 5.3333240450106 = 576103 b1 = 25.704501065.3333(19.5 + 0.05) + 240 = 1.7661 c1 = 25.701.11065.3333240(19.5 + 0.05) = -313.8103 选择Ipmax最高值（IO = 4.62和IO = 5.7 A），并与Ip(sat)比较。Ipmax最好小于Ip(sat)。如果是这样，使用Ip(sat)作为最大值，因为，在最大输出功率时仍提供了较大的余量。5.1.4.3 电流取样电阻RSENSE的计算 下一步是计算RSENSE的值，见公式20 注意： Vsense(fb)max 和Vsense(fb)min: 在 dV/dt = 0 mV/s时测量。 Ipmax: 满足最大Ipmax 条件(见 5.1.4.2节)。 通常选择Ip(sat)（假如Ip(sat)Ipmax）因为设计时允许有比额定输出功率再大一点的输出功率（给一些余量）。在用公式21计算的RSENSE时均使用最大的峰值电流(Ip(sat) = 4.715 A, 见5.1.4节)。5.1.4.4 计算串联电阻R16和R17公式22计算串联电阻R16和R17：注意： Vsense(fb)max 和Vsense(fb)min: 在 dV/dt = 0 mV/s时测量。 例如一个90W的适配器： R17的值通常在680-1200之间。它的目的是防止C10被不必要的方式充电，因为加在RSENSE的峰值会触发IC内部的ESD保护。在这两个允许范围内选择一个值微调R16或死区补偿电阻R16A。R17选择1000。R16的值则变成：48504 1000 = 47504。5.1.5 延时补偿电阻RCOMP和R16A的计算 为了补偿以下三个延时的总和： IC的内部延时 MOSFET的关断时间 延时时间和R17C23有关（滤波器在FBSENSE脚之前） 在这三个延时和的期间变压器初级仍然传导电流。这种延迟可以被转换成一个额外的电流，IDELAY,通过变压器（见图16）这个额外的能量被输出。额外的能量的大小取决于输入电压。RCOMP和R16A的目的是为了补偿不需要的电流(IDELAY)和相应的延迟时间。在相应的预设时间内可以把R16A两端的电压可以变换成一个电流IPRESET。如预设值和延时值匹配系统将得到补偿。 图16 延时补偿原理R16A两端的电压取决于通过这个电阻的电流。电流的主要部分流过R5,R5A和R6A。注意，流过R5,R5A的电流分成两部分只有一部分流过R6。另一部分流过R6A。一个电阻，可以替代所有这些电阻。此电阻被称为RCOMP。当原理图根据图1建立后，这个电阻值可以用公式23计算：例如计算一个90W的适配器：最后的延迟时间是由IC内部的延迟时间决定，关掉MOSFET需要响应时间和时间常数R17C23。为了滤掉FBSENSE脚的干扰需要一个小的RC时间常数。RC时间常数选的太大输入电压不能按照正常的斜坡上升。因此，所以其他的延时首先从反激MOSFET的传导时间被减掉。为了滤掉FBSENSE脚的干扰其余的时间至少应是最小RC时间常数的5.5倍。IC内部公共延迟时间是220nS。MOSFET的