BUCK电路手册笔记.doc

BUCK电路手册笔记1.1BUCK电路的简介 串接晶体管的高功耗耗和笨重的工频变压器使得线性调整器在现代电于应用中失去了重要地位。而且高功耗的串接元件需要的大散热片和大体积储能电容增大了线性调整器的体积。 随着电子技术的发展，电路的集成化使得电路系统的体积更小。一般的线性调整器输出负载的功率密度仅为0.20.3W/in3，不能满足电路系统小型化的要求。而且线性电源不能提供数字存储系统所需要的足够长的保持时间。取代线性调整器的开关型调整器早在20世纪60年代就开始应用。一般的，这些新的开关电源使用开关晶体管将输入直流电压斩波成方波。方波由占空比调节，并通过输出滤波，得到直流稳压电源。 滤波器一般由电感和输出滤波电容组成。通过调节占空比，可以控制经过电容滤波输出电压的平均值。而输出电压的平均值等于方波的有效值。其基本拓扑如图1.1.采用的是恒频的工作方式，这种模式下的工作方式，功率开关管的通断频率f不变，即周期T不变，通过调节占空比（）来调节输出电压。 注：TON /T一般称为占空比，即一个周期内的导通时间占周期T的百分比。在某些书中也可以采用来表示。为功率开关管的关断时间，。1.2 BUCK电路的基本工作方式1.2.1 BUCK电路的基本框图，如图1.1 图1.11.2.2 BUCK电路的基本工作方式如图1.1，MOS管Q和直流输入电压Vdc串联,通过Q的硬开通和硬关断，在VD处形成方波电压。采用恒频控制方式，占空比可调,Q导通时间为TON。Q导通时，VD点电压也应为直流输入电压设Q导通，压降为0），电流流经串接电感L，流出输出端。等效模型如图1.2。 图1.2Q关断时，电感L产生反电动势，使得VD点电压，迅速下降到0，便变为负值直至二极管D（因其续流作用而被称为“续流二极管”）被导通，并钳位于-0.8V。等效模型如图1.3。 图1.3如此重复的工作1.2.3 BUCK电路的波形分析，如图1.3图1.4（）为MOSFET的PWM驱动波形PWM，占空比可调。 当Q导通时，VD点电压也应为直流输入电压Vdc（设Q导通，压降为0），当Q关断时，电感L产生反电动势，使得VD点电压，迅速下降到0，便变为负值直至二极管D被导通，并钳位于-0.8V。此时假设二极管的导通压降为0V，则VD的波形如图（b）所示。 当Q导通时，VD点电压直流输入电压Vdc，由于VO电压低于Vdc，电感L承受的电压为（Vdc-VO），因为Vdc,VO电压均为恒定值，所以电感两端的电压保持恒定，因此流经电感的电流线性上升其斜率为,L为电感量，此时电感内部的电流变化如图1.4（e）所示的上升斜坡，而MOSFET内部的电流如图1.4（c）所示。当Q关断时，VD点电压，迅速下降到0V（假设二极管的导通压降为0V），而电感的电流不能突变，电感产生反电动势以维持原来建立的电流，若未接续流二极管D，则VD点电压会变得很负以保持电感上的电流方向不变，但是此时续流二极管导通，使得电感前端的电压比地电位低于一个二极管的导通压降。此时电感上的极性反相，使得流经续流二极管D和电感L的电流线性下降，直到MOSFET关断结束时，回到电流初始值Ia。因为VD点电压被钳位于1V（二极管的导通压降近似为1V），VO电压均为恒定值不变，所以电感L承受的电压为（VO+1）V，续流二极管D和电感L的电流下降斜率为， 续流二极管的电流变化如图1.4（d）,电感的电流如图1.4（e）。根据基尔霍夫电流电流定律KCL可知:电感的电流等于MOSFET的电流，续流二极管D的电流之和，即IL=IQ+ID。根据图1.4（c）、（d）、（e）便可以看出。 注：电感的电流不能突变 以直流电压为例：开关闭合的瞬间，电感电流的变化趋势是增加，此时电流变化率最大（从无到有），电感自感电势最强，并且阻碍电流增加，所以电流就无法突然增加，即电流不会突变；随着通电时间的增加，通过电感的电流转化成磁能存储起来，储能饱和后，自感电势下降为零，电流达到最大值：Im=U/Lr，Lr：线圈直流电阻。但是通常我们认为的“电感的电流不能突变”是指通过线圈的电流。 图1.BUCK电路的三种工作模式:连续工作模式，临界工作模式和不连续工作模式。BUCK电路的工作模式取决于BUCK电路中电感的工作模式，体现为电感IL电流的变化。如图（a）、（b）、（c）。 图（a）连续工作模式 图（b）临界工作模式 图（c）不连续工作模式 图（a）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周期的导通时，电感电流并未下降为0V，为连续工作模式; 图（b）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周期的导通时，电感电流恰好下降为0V，为临界工作模式; 图（c）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周期的导通之前，电感电流已经下降为0V，为不连续工作模式。 1.3BUCK电路的测试与实物设计：1.3.1BUCK电路的仿真测试（使用软件PSIM） BUCK电路（连续工作模式）的仿真测试 1、BUCK电路（连续工作模式）仿真原理图如图1.5 图1.5注：MOSFET和续流二极管都视为理想状态，MOSFET和续流二极管的正向导通压降均为注：PWM波的产生方式： 波形转换图如图1.7： 图1.7 波形转换原理如下： 电压比较器的同相输入端(“+”端)为一个基准电压，反相输入端为一个周期为T的锯齿波，当同相输入端电压锯齿波的电压，输出端为高电平，电压幅值取决于电压比较器的供电电压，如图1.7的TON；当同相输入端电压12V，连续漏极电流为80A5.50A , 而且75NF75MOSFET的内阻，因此功耗非常小。 续流二管的续流电流峰值和的峰值一样，为，而续流二极管的反向电压为，频率为25KHz,因此选取 MBR20100肖特基二极管。 MBR20100肖特基二极管参数:最大整流电流（平均值）为20A5.50A，反向重复峰值电压Vrrm为100V，而肖特基二极管Trr10ns，（开关频率为25KHz）,远远满足了要求。 3、输出电容的选取； 耐压值大于=12V-5V=7V即可； 输出电容：=0.05015 =997uF 因此选取容值1000uf,耐压值为16V的电解电容。 4、PWM的产生，采用集成芯片TL494，内部带有运放，可以配置外围电路，实现闭环控制，MOSFET驱动芯片是集成芯片IR2110 . 综上，设计原理图如图1.3 集成芯片TL494的产生，集成芯片IR2110外围配置电路请见TL494，IR2110整理笔记。 以下问题是我在实验时遇到的问题，可以在后面的“基本常识”查询： 1、MOSFET的为什么需要驱动；2、 MOSFET浮地驱动问题；3、 IR2110的自举电路原理 4、电压跟随器 5、闭环控制电路如何实现？ 图1.2 1.4 附录“基本常识” 1.4.1、MOSFET的为什么需要驱动 要驱动大容量MOSFET需要提供短时瞬间大电流，并在沟道开通后维持合适的栅源电压(1015V)，如果用普通控制芯片或单片机直接驱动，输出电流不够，输出电压也没有这么高，所以需要驱动器。有些控制芯片如UCC28C43自身集成了驱动器，可以直接驱动小容量MOSFET。 MOSFET不需要电流，是因为沟道开通后，不需要像BJT那样必须维持一个基极电流Ib，但在沟道从关闭到到开通前，必须用瞬态大电流给MOSFET栅极电容充电。1.4.2、MOSFET浮地驱动问题 简单而言，控制IC供电电压的地跟MOSFET的S极之间不是直接连接的 ，所以称为浮地。 在BUCK电路中MOSFET的s极和地之间并未直接相连，所以必须浮地驱动。 浮地驱动的原因是MOSFET的g极和s极之间的电压差必须高于开启电压时，MOSFET才会导通。1.4.3、IR2110的自举电路原理 因为上桥臂的MOS管要饱和导通，必须要在门极与源极间加一个适当的电压。一般约10V左右，才能使MOS管导通时的内阻达到其额定值。此电压高一点其内阻会小一点，但太高则会损坏MOS管。当上桥臂MOS管导通时，其内阻Rds很小，甚至只有12m，此时源极的电压基本上等于电源电压，那可能远高于控制驱动回路电压的。造成门极电压不可能高于源极要求的电压，上桥臂MOS管也就不可以很好的导通了。 解决的办法是，将上桥臂的驱动电路悬浮起来，Vs接上桥臂MOS管的S极，作为驱动电压的参考点。将自举电路中电容器在下桥臂导通时所充的电压（等于控制回路电压减去一个隔离二极管的正向压降约0.6V的电压）来提供对上桥臂的驱动，使上桥臂MOS管可以很好的饱和导通。 不用自举电路是不行的。1.4.4电压跟随器 （1）、顾名思义，电压跟随器是实现输出电压跟随输入电压的变化的一类电子元件。也就是说，电压跟随器的电压放大倍数恒小于且接近1。（2）、特点：输入阻抗高，而输出阻抗低。（3）、电压跟随器一般做缓冲级(buffer)及隔离级。1.4.5闭环控制电路如何实现？ 反馈电压经过一个分压器之后，经过一个电压跟随器，在经过一个同相比例放大和反相比例放大线性叠加的运放之后，回馈到TL494的1号脚。（1号脚电压越高，最高为芯片自带的参考电位，PWM占空比越大。） 同相比例放大和反相比例放大线性叠加的运放的同相输入端通过TL431提供一个基准电压. 闭环反馈系统为直流反馈，所以 同相比例放大和反相比例放大线性叠加的运放的反馈电阻可以认为无穷大。 当输出电压下降时，经过