连续模式的FLYBACK变压器设计实例.doc

连续模式的FLYBACK变压器设计实例 设计对象：ARRAY 4K Charger TX设计条件：1输入电压范围： 160Vac300Vac 2设计输出电压： 125Vdc141Vdc 3输出功率： 400W 4效率： 0.85 5操作频率： 90kHz设计对象特点： 1工作模式： 连续模式（损耗较小，对EMI有利） 2使用芯片： UC3843 3控制方法： 采用斜率补偿，变峰值电流控制为平均电流控制模式，同时使Charger具备了PFC功能。 设计过程：1 选择磁芯材质选用铁氧体材质TDK PC40，该材质的饱和磁通约为3900Gauss100，但线性较好的区域只到3000Gauss，而且需留一定的裕量。所以设计中最大磁通密度设定在2300Gauss。2 选择磁芯操作频率传递相同的功率，开关频率越大，则所需铁芯尺寸越小。但是，开关频率越大，损耗就越大（包括MOSFET，Diode，TX等）。实际设计中，原先设定开关频率为130kHz，结果副边整流二极管由于过热而烧毁，所以修改开关频率=90kHz。3 选择磁芯尺寸从能量传递的角度来看，每个开关周期中，MOSFET导通时，市电将能量储存在变压器的气隙中；在MOSFET关断时，气隙中的能量由副边传给负载。存入的能量应大于传递的能量，所以有； 假设PFC做得足够好，输入电流为与输入电压同相位的正弦波，有 ，为最大磁通密度，为各个开关周期（90kHz）的磁通密度B的峰值在一个正弦周期（100Hz）内的有效值。 代入数值计算，可得 ， 若要保证，则，在TDK的行录中，EE55-21的铁窗面积仅为354，所以从变压器体积和成本上考虑，想保证是不现实的。所以，根据实际空间允许条件选择EE42-20的铁芯，算得。4 确定原副边匝数比 ，其中为900V，300V ，为144V（最大输出电压141V加上两个二极管的压降3V），求得N2.42，取N1.8。5 确定最大占空比，峰值处处于0.50.6之间较为合适，即有效利用了3843，也为过零点以及瞬态留出了一定裕量。（如果觉得根据N算出的最大占空比不合适，可以调整N，但N不能大于2.42）从设计变压器的角度来说，还需要确定原边匝数，副边匝数以及原边电感L等参数。（注意不能使用公式来确定，因为无法确定和的关系，以及输入电压为何值时总磁通密度取到最大值。如果认为总磁通密度最大值出现在输入电压有效值最低或最高处，请给出确切的理由。）为了计算，给出和关于输入电压（有效值）的表达式：上式中指的不是直流工作点（处于交流中间），而是指直流台阶（处于交流下方）。根据电感的伏秒平衡原理，每一个输入电压都对应着一个d，即令，则的单调性与一致。在输入电压最小处，160V，d=0.53，84.4；在输入电压最大处，300V，d=0.38，114；， 要确保在任意输入电压时都不发生磁饱和，则要求对于任意的，即 代入数值，即方程要将的两个根夹在中间解方程得：于是有，无解！无解意味着在以上选取的参数条件下，无论如何取值，都无法确保即内都不发生磁饱和。从方程的角度查找原因：1 范围过大，即要求不饱和的输入电压范围过大，情况允许可以考虑缩小其范围。2 抛物线的开口太小，无法包含所需要的的范围。设法增加抛物线的开口。将以上的一元二次方程消去二次项系数，有，方程的两个根之差在要想取到一个，使得且，则要求越大越好。从上式中可以看出，选择更好的材质提高、增加操作频率、增加储能气隙的体积或减小功率均有利于确保在输入电压范围内磁通不饱和。但由于改善抛物线开口都需要付出一定的代价，所以从实际应用的角度，只要取到抛物线的开口刚好大到我们所需要的范围即可，即且令，则有 （1）根据一元二次方程的韦达定理，有 （2） （3）（1）（2）（3）三个方程除了两个未知数和外，还可以确定一个我们希望修改的变量，设修改，可以解出12487，16783，所以修改气隙长度进