光耦316应用.doc

光耦HCPL-316J的应用摘要：光耦HCPL-316J是Agilent公司早几年前推出的产品，在国外应用较为广泛。文中介绍了光耦HCPL-316J的基本工作原理，给出了实际应用电路，结合实验所得结果，分析该光耦的优缺点，并对在实际应用中的注意事项进行了阐述。关键词：IGBT；施密特特性；单极性驱动；续流；逐周限流 众所周知，传统的IGBT的过流保护与驱动回路是由两个完全独立的电路组成：由过流保护电路判断实际电机电流是否到达电流保护值，如到达，则驱动电路实施对IGBT的关断。过流保护与驱动回路分开不仅造成电路复杂、调试困难，而且增加制造成本，降低产品可靠性。基于克服此缺点，Agilent公司适时的推出光耦HCPL-316J，把IGBT的过流保护与驱动回路合成在一起，大大简化了电路设计，为进一步提高产品可靠性提供了可能。其主要特点有： 可以驱动级别达Ic=150AVce=1200V的IGBT，满足大多数中小功率的驱动需求； 反馈的故障信号为光隔离的，传输延迟典型值为18s； 开关速度延迟最大为500ns； 内部自带Vce、具施密特特性的欠电压保护，并且在保护时对IGBT实施软关断。1 光耦HCPL-316J的工作原理简介 HCPL-316J的内部结构如图1所示，引脚如图2所示。 若VIN+、VIN-正常输入，脚14没有过流信号，且VCC2-VK12V即输出驱动，驱动信号输出高电平、故障信号输出高电平、欠压信号UVLO输出低电平。首先这3路信号共同输入到JP3，D点低电平，B点也为低电平，50xDMOS处于关断状态。此时JP1的输入的4个状态从上至下依次为低、高、低、低，A点高电平，驱动三级达林顿管导通，IGBT也随之开通。 若IGBT出现欠压，则不管输入状态如何，驱动输出VOUT均会被50xDMOS管拉低(接近VEE)；若IGBT出现过流信号(脚14检测到IGBT集电极上电压7V)，而不管输入驱动信号是否继续加在脚1，50xDMOS被关断，1DMOS导通，IGBT栅射集之间的电压慢慢放掉，实现慢降栅压。当VOU T=2V时，即VOUT输出低电平，50xDMOS导通，IGBT栅射集迅速放电。故障线上信号通过光耦，再经过RS触发器，Q输出高电平，使输入光耦被封锁。从图1可以看出，HCPL-316J可分为输入IC(左边)和输出IC(右边)二部分，输入和输出之间完全能满足高压大功率IGBT驱动的要求。表1所列是HCPL-316J引脚功能描述。 2 光耦HCPL-316J在伺服系统上的应用21 带故障保护的典型直流伺服系统的驱动电路(方案1) 图3中仅画出一个IGBT的驱动回路，其余3路类同，并且4路光耦的RESET、FAULT全部连接在一起。22 电路工作原理 如图3，当IGBT管T1导通时，从芯片内部恒流源(250A)流出的电流分别在电阻R1、二极管D1上产生压降VR1、VD1，加上T1的导通管压降Vce，当VR1+VD1+Vce7V时，则： (1)VOUT输出变为低、对T1实施软关断并锁定，防止流过IGBT的电流进一步上升； (2)同时，6脚的故障信号立刻变为低并送到上位机，上位机可以依据此故障信号作PWM开度限制或全关断处理； (3)上位机在接收到故障信号后的下一PWM周期，在送PWM开度的同时，送出一路RESET信号(低有效，低电平宽度100ns)，允许再次开通IGBT，如此周而复始的循环，实现电流保护的逐周限流。由图3组成的驱动系统测得的电流保护波形如图4所示。图3中，电阻R1需要根据实际的电流保护值大小进行调整，估算公式如下： R1=(7-VD1-Vce)025(k) 式中，VD1-二极管D1上产生压降(V) Vce-IGBT的导通管压降(V) 例如，对FS100R12KT3管，在管芯结温为125、流过电流为100A时，其Vce24V，假定此时VD107V，则 R1=(7-VD1-Vce)025=(7-24-07)025=156(k)23 另一种带故障保护的伺服系统的驱动电路(方案2) 在图3的基础上，仅2个上管的驱动保护采用光耦HCPL-316J，2个下管的驱动直接采用普通的光耦如TLP250、A3120等，电路更为简洁，同样也可达到4路均采用光耦A316J的过流保护效果(实测的电流保护波形同图4)。3 两种方案的电流保护波形一致性分析 从两种方案所得的实际电流保护波形是一样的实际结果来看说明方案1与方案2本质上并没有区别。究其原因，主要是本驱动系统主回路驱动方式均采用单极性的特性决定的，在图3中，假设在正方向的速度设定下，完整的一个驱动周期如下： (1)T1、T3导通，电流从电源+T1AMBT3电源-，正向流过电机M，电流增大，直到电流限幅值或电流保护值； (2)T1断、T3保持导通，电流从AMBT3VD3，电流方向仍为+，处于续流阶段；在此阶段，电流处于下降趋势，幅值必定比a阶段小，所以在此阶段，即使下管驱动采用光耦A316J，也必不会达到光耦A316J的电流保护点，因此，下管采用光耦A316J与采用普通驱动光耦的结果是一样的； (3)T1、T3导通，电流从电源+T1AMBT3电源-，正向流过电机M，电流增大，直到电流限幅值或电流保护值； (4)T3断、T1保持导通，电流从AMBVD2T1，电流方向仍为+，处于续流阶段；同样，在此阶段，电流处于下降趋势，幅值必定比c阶段小，也必不会达到光耦A316J的电流保护点。 所以，下管是采用光耦A316J或采用普通驱动光耦，得到的电流保护结果是一样的，从电路简介性看，可采用普通光耦，且价格相对低点；从减少所需器件种类来看，可采用A316J，价格相对高点。4 注意事项 在两种方案电路中，均要关注： (1)负载问题：在图3中，如果负载为电感性负载，则由于续流是通过二极管回路进行，即电流下降梯度非常慢，假使在下一周期只要一打开IGBT，光耦马上检测到过流信号，在不大于3s内实施对IGBT实施软关断，即在一个PWM周期内，IGBT最小导通时间为此延时时间。假定在此段时间内电流的增加多于下降，则会随着导通时间的加长，电流越来越大，超越IGBT的承受能力，造成IGBT损坏，这一点在应用中必须注意； (2)时序问题：在上电时，如果光耦供电电源未稳定之前，VIN+、VIN-之间即满足VOUT输出为高的条件，则可能会造成驱动输出电平不够高、IGBT处于放大区的工作状态，容易造成IGBT的损坏，所以上电时，一定要保证在供电电源充分稳定后，再允许IGBT工作；同样，掉电时，也要充分保证光耦供电电源在未跌落之前关断驱动VOUT的输出，否则，驱动VOUT输出很容易出现高频抖动(如图5所示：即是由于电源已由17V跌落到14V时，还未关断送出到VIN+、VIN-的输出，结果在运行过程中突然掉电即发生IGBT损坏)，更是对IGBT的安全工作造成威胁； (3)IGBT的Vce分散性问题：由于IGBT的导通管压降的分散性，会导致采用相同的电流检测电阻，会得到不同的电流保护值，所以，实际应用中电流采样电阻是与估算值偏差较大，应综合所有工况、以达到所需的电流值来确定电流采样电阻值； (4)光耦A316J的电流采样基准分散性问题：同上，由于光耦A316J的电流采样基准分散性，亦会导致采用相同的电流检测电阻，会得到不同的电流保护值。5 两种方案优劣分析 方案2由于只有下管采取光耦A316J，比方案1电路更为简洁，也使电流保护调节变得更为简单，所以实际应用中推荐使用方案2。 采用光耦A316J作电流保护用，虽然电路变得简单、可靠，但与传统的过流保护电路一样，仍然无法解决电流保护点比较确定的问题：传统的过流保护电路，大都采用RC滤波的方式作电流检测输入，有可能在滤波电容C上的电荷在此PWM周期未放掉完，下一周期PWM又开通，于是电流又上升，检测到的电流信号又会继续给滤波电容C充电，即相当于保护延时变短，则保护点就会降低。6 结束语 从上述的实验结果来看，虽然使用光耦A316J在电路结构方面比