ADS教程_RF瞬态仿真设计.doc

射频瞬态仿真器RF瞬态/卷积仿真当信号和信号所包含的波形被复杂信号调制时，此仿真器用来解决与此相关的电路仿真问题。这类信号是现代RF通信系统中信号的基本类型。传统的仿真解决方法是基于SPICE或类似SPICE的时域运算法则。瞬态和卷积仿真器在操作中属于类似SPICE类型。它们求解一系列微积分方程，这些方程描述了电流和电压与时间的依赖关系。所以，它是关于时间和扫描变量的非线性分析。这类仿真方法是假设输入激励是任意的基带信号，所以，求解结果v(t) 也必须被假设是基带信号。这意味着任何高频载波必须用基带信号来描述。因此必须用更比谐波频率更高的频率抽样。例如，假设带有3次谐波的5GHz信号，为了满足基本的Nyquist标准，抽样频率必须高于30GHz，为了使运算具有合理的精度，采用100GHz的抽样频率比较有实际价值。现在，假设载波被100KHz的符号速率调制，我们希望对500个电路符号仿真。并且，我们希望5ms的总仿真时间，然而，高载波频率要求时间步长至少是10ps或更小。这意味着电路仿真器必须求解超过500百万个时间点上的电路方程并输出结果。瞬态分析特征：l 在时域中分析低频和高频，线性和非线性大规模电路。l 检验像振荡器中启动时间的瞬态行为，滤波器的阶跃函数响应，脉冲RF网络响应，高速数字开关电路及更多。l 改善大规模、高度非线性电路的收敛度。l 时域到频域的转换，允许RF设计者在频域中查看输出结果（例如IP3）。l 瞬态和卷积选项的主要不同在于，每种分析方法怎样刻画电路中的分布参数元件和频率依赖元件高频SPICE分析高频SPICE分析全部在时域中进行，因此，不能对分布参数元件的频率依赖性行为分析，如微带元件，S参数元件等等。因此在瞬态分析中这类元件必须用简化的，与频率无关的模型代替，例如用集总参数的等效元件，具有常损耗无色散的传输线，短路电路，开路电路等等。这些假设和简化在低频段通常是非常合理的。高频SPICE特征：l 对微带线，弯曲、缝隙和其它不连续性直接应用高频时间模型。l 分析混频器、振荡器、放大器等等的稳态响应。l 频率依赖性元件采用近似模型，它忽略了一些频率影响效果，例如色散、高频损耗，因此仿真速度快，但是对电小元件具有足够的精度。卷积分析卷积分析，在另一方面，描述了频域中的所有分布参数元件，因此说明了它们的频率依赖行为。许多RF和微波分布参数元件的特性在频域中得以展现，因为很难在时域中得到这些元件的精确模型。卷积把分布参数元件的频域信息转换到时域，对这些元件的脉冲响应能得到有效的结果。在元件终端的时域输入信号同元件的脉冲响应作卷积生成输出信号。有精确集总参数等效模型的元件包括非线性元件在时域中被完整的描述，不必用脉冲响应。卷积仿真特征l 更精确的分析不连续性和色散效应、高频损耗更精确的频域模型。l 卷积仿真器的精确高频结果是以花费更长的仿真时间为代价的。l 手柄电路包含了分布参数元件和组件的S参数数据。l 在低频和高频件条件下，能精确分析电路的开始和瞬态的状态，色散和不连续性的影响非常大（对PCB板上的电大元件来说）。l 高频SPICE的扩展。基本时间步、收敛运算规则和非线性模型是同样的，仅有对频率依赖的性线性器件的模型被提高。高频SPICE和卷积仿真器操作1. 用户指定时间扫描范围。2. 执行DC分析。这是为了决定在零时刻的系统解。3. 在仿真器内，为了处理频域器件和数据的需要构建了一个间断点表格。独立源的波形经常有尖锐的跳变，可能同用程序计算出来的时间步不一致。这就是具有分段线性源的情况。间断点表包含了经过排序列出的独立源的所有跳变点。在仿真过程中，任何时刻的下一个时间点总是充分靠近间断点，时间步调整到充分接近间断点。这样可以防止在靠近跳变点附近时间步的减少。4. 内部控制变量更新当前的时间和此时被计算出的独立源的值。5. 通过数字积分和有限次数的Newton-Raphson叠带法求解系统方程。若叠带次数超过了每个时间点的最大叠带次数，则时间步长以积分系数mu的八分之一因子减小；如果新的时间步长合理，则从第4步重复分析。如果积分系数mu=0，则采用后向欧拉数字积分，否则采用梯形积分。6. 随着收敛进行，局部截断误差被计算出来。除非Gears被选中，否则默认的误差估计采用梯形积分法。7. 计算时间步长间隔。在缺省状态下，时间步长的计算是为了进行瞬态分析。8. 容差同局部截断系数比较。如果误差在可接受的范围内，保存结果，继续进行下一个时间点的分析。否则，以较小的时间步长重复分析。9. 第3步至第9步重复进行，直到分析完成用户指定的时间扫描范围。积分方法像SPICE一样，仿真器采用梯形积分法作为默认的方法，计算仿真中每个时间步长t处的导数。对于大多数电路，这种方法是成功的。在梯形积分中，时间点之间以线性片段连接起来。局部截断误差与现在时间点与上步时间点所确定的面积之差相关。仿真器支持Gear后向差分法。方程中的系数k为积分阶数。Gears 积分假设时间点通过多项式曲线相联系。多项式的阶数由“Max Gear order”参数控制。低阶多项式易产生大的截断误差，而高阶多项式则容易变得不稳定。对大多数电路来说，Gears 法不比梯形积分方法更精确。然而，如果一个电路在分析中不收敛，当用梯形积分法失败的时候，Gears方法或许能成功。如果设置Max Gear order为2到6之间的数，仿真器将采用Gears方法，采用自适应步长的运算规则，它能获得仿真中每个点处的最大可能的步长。对于每一个时间步，Gears 方法阶数的选取能够使得在最大可能的时间步中保持精度，这样既提高了仿真速度又没有损失精度。存储要求和仿真时间对大规模电路的瞬态仿真，存储容量随着电路中晶体管的个数线性增加，每100个晶体管ADS大约需要1兆字节。仿真时间随着晶体管个数N呈超线性增长，仿真时间增加。因此，如果电路中晶体管个数增加一倍，仿真需要的时间就是原来的2.3倍。举例如果电路中有1000个节点，完整矩阵的大小是1000*1000=1000000个矩阵元素。实际上，这个完整的矩阵表示电路中每个节点都和其它节点有联系。但在任何实际电路中，某个节点只会和某些特定的节点有联系，而与其它节点没有联系。稀疏矩阵技术具有这种优势，我们只需清楚与某一结点实际相联系的节点就行了。这就允许我们对具有1000个节点的电路矩阵实际只存储10000个有用矩阵元素（完整矩阵1%）。这使得仿真器更有效的利用存储空间。因子是由在求解中采用稀疏矩阵的方法引入的。来自一个典型的具有N个非线性器件的大规模集成电路层提取的寄生交连电阻和电容等物原器件的数量将是N的5-10倍。因此，存在一个规律，那就是在电路层平均每个晶体管产生10个无源的RC。这是无源模型缩减以后的结果。如果不缩减，平均每个晶体管产生1000个无源的RC，模型缩减大约减少了100倍。当数字和模拟电路结合在一块芯片上，寄生和基片耦合会成为一个问题。我们正在探讨一个芯片上有数百万个晶体管的情况。任何SPICE类型的时域仿真器在经过100000晶体管点之后都会失去势头。如果我们对基片耦合进行模拟，每个晶体管大约有10个无源寄生参数。非因果频率响应的处理对于因果系统，如果在tt1时输入为0，则在tt1时的输出也应为0，t1的值通常被定义为0。因此，因果系统冲击响应的输出在时间的负半轴始终为0。在频域中，因果频率响应的实部和虚步通过Hilbert变换相联系。只有因果性的频域转移函数通过瞬态仿真的方法能被直接处理。然而，有许多理想的频率函数是非因果的，但在信号处理中特别有用（例如Hilbert变换）。通过定义非线性器件的频率响应，瞬态仿真器提供了一种运用这些函数的方法。频率响应具有以下形式中的一种就被认为是非因果的：R+jI R(w)+j0 0+jI(w)当你选择Non-causal fcn imp response lenth时，在脉冲响应中数字滤波器引入的时间延迟接近于非因果的频率函数。此时间延迟足以产出明显的脉冲响应结果。Non-causal fcn imp response lenth定义了滤波器的长度。如果非因果频率响应包含不连续性，则可以选择The Smooth window type来减小可能出现的吉布斯效应。增加非因果将会对由Max Frequency设置的可选带频率函数具有更加精确的描述。但是，增加的非因果会引起滤波器更长的时间延迟及更久的仿真时间。只有使非因果为偶数值。如果设为奇数值，则仿真器增加1并且引起警告。 如果一个非因果频率响应的设定不符合上面描述的状态之一，则仿真器认为它是因果函数。这几乎总会引起意想不到的错误结果。因此应尽量避免使用非因果频率响应。应用测量与仿真的s参数数据使用者借助处理卷积设备的技术用测量或仿真的s参数值来描述各种设备及电路。数据集或包含有S-参数值的文件可以用来将频率响应和时域仿真结合在一起。这将给用来仿真的电路和设备的类型和数量增加极大的灵活性。利用S参数计算脉冲响应时，频率响应在整个带宽内进分抽样以取保可忽略的插补误差是非常重要的。Max Frequency 的数值不能设置的比S参数的频率值大，否则将会导致错误的结果，S参数数值必须扩展到始终低于直流电流。高频Spice 与convolutionl 对购买convolution的用户来说，默认状态下将打开convolution模式。如果用户只想使用高频Spice，可以通过改变瞬态控制器中的设置来关闭convolution。l 几乎ADS中的每个元件都有non-convolution描述高频Spice的应用。基于元件的S-参数的例外是用户可以直接键入S参数也可以从一个文件中读入。在整个高频Spice仿真中，这些元件的仿真仅用它们的直流响应。由于