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题目名称：直流电源的均流（C题）摘要：使用PWM控制器SG3524设计并制作了两路可均流的DC/DC变换器，输出电压可在1.5V5.7V之间可调，系统最大效率可以达到88%。整个变换器由MSP430F1611单片机作为控制核心，可以将输出最大电流和实际输出电流显示出来，还可以实现过流保护，完成了基本部分和发挥部分的所有要求。关键词：BUCK 均流 隔离电流采样 隔离过流保护 隔离数控一、 系统方案选择与论证1. 主回路拓扑方案选择与论证方案一：运放反馈均流如图1，主电路通过电压反馈稳定输出电压，从路通过运放检测主从两路的电压差控制输出电压，使得两路压差为零，从而达到均流的目的。但是电路中引入的检测电阻，如果选较小的电阻，由于电阻阻值不能完全相同，而且还存在着温漂，很难达到均流的目的；为了达到较好的均流目的，检测电阻必须较大，但这又导致效率下降同时，运放做出来的效果与运放的参数有关， 图1 运放反馈运放上反馈的电容、电阻不好调试。因此，不采用此方案做均流部分；然而由于TPS5430的效率高的特点，去掉反馈运放后在第二路加上反馈电阻，并调整反馈电阻的阻值，我们可以把它做成双路的功率变换电路。方案二：耦合电感如图2，利用隔离变压器，用一个PWM信号控制两个N-MOSFET同时导通和关断，利用匝数相同的耦合电感使并联时输出电流相等。实验中得到的数据可知：输出电压、电流几乎完全相同。但是，由于只有一个PWM信号，只能由主路反馈， 图2 耦合电感而从路却处于一种无反馈状态。这样，在单独工作的时候，从路的负载调整率很低，达不到基本要求。方案三：非耦合电感并联如图3，电源独立时，通过各自的PWM信号控制输出；在电源并联使用时，切换开关，使两个MOSFET由同一个PWM信号控制。选择相同型号（相同压降）的肖特基二极管，在绕制电感的时候，选择相同参数的磁芯，用相同线径的铜线，按相同的绕制方法绕制，使得两个电感的电感量、Q值、DCR、损耗角相同，即使电感量有一定 图3 非耦合电感并联偏差，也可以通过后来开气隙（磨磁芯）使得电感量达到相同。同时要求前端功率变换得到的两个输出电压（POWER1、POWER2）尽量相等。由于电源在并联使用时，在时间内，两电感压降都为，根据电感的性质可知；同样，在时间内，两电感的电压为，根据电感的性质可知，这样电感上的电流波形相同。由于带同一个负载，这样就使两电感的电流波形的平均值相同。这样就使两路输出的电流波形相同，可以实现的两路的均流。这一方案较前两个方案来说，由于没有检测电阻，不会对电源的效率造成影响；独立工作时，由于两路有自己的PWM信号和独自的反馈回路，使得负载调整率良好。所以我们选择方案三。二、 硬件电路与软件设计1. 功率变换电路的设计变压器输出为12V，在负载变化的情况下，输出电压变化很大。TI的电源管理芯片TPS5430输入电压范围大，效率高，根据方案一的变型，我们选择它做了两路独立8.5V输出电源。2. 均流电路的设计如图4所示，电源在均流时，由同一个PWM信号控制，两路电路的供电电源、开关管、肖特基二极管、电感、输出滤波电容都相同，所以可以达到很好的均流效果。3. 隔离式电流采样电路的设计根据BUCK的特点，其开关管上的电流为斩波形，根据电磁感应的性质，其电流变化能够被磁环检测到，产生一个只与输出电流成一定关系的并且与电路完全隔离电压信号，通过MSP430的AD检测该信号，通过计算查表得到电流值。图4 均流电路的设计4. 数控电路的设计因为软件电路部分与电源主路共地，主路数控由单片机的DA直接控制SG3524的误差放大器的同向输入端，电压步进为0.01V。从路部分的数控如图5所示采用TI的串口DA芯片TLV5616，其控制脚只有四个，采用光耦PC817隔离控制，电压步进0.01V。5. 单片机部分的设计单片机选择TI公司超低功耗的MSP430F1611，液晶使用WGM12864，用于控制输出电压值和对电路输出电流的采样、计算和显示。并且在实际电流超过预置电流时，通过单片机实现对电源的重新启动。同时，我们在MSP430F1611上安装了红外探头，可以通过红外遥控实现以10mV为步进设置输出电压和对过流保护预置电流的更改。单片机部分的软件模块如图6所示。三、 理论分析和参数计算1. 功率变换器的设计为了提高前级功率变换和驱动的效率，我们选择TI的高效的电源管理芯片TPS5430。1) 给电源供电部分根据TPS5430的芯片资料 7 / 7VOUT：我们选择为8VIout：输出电流按照3A计算VIN(MAX)：输入最大电压为15V FSW：振荡频率，我们选择500KHzKIND：电流纹波系数取0.06(输出使用大电容滤波,因此纹波系数可以取大一点)根据公式计算可得电感最小值为42uH，我们绕制的电感值为47uH。 2) 给单片机供电部分 同样根据TPS5430的芯片资料，但与给电源供电不同的是Kind为0.1，Vout为5V,Iout为1A，根据公式计算可得电感最小值为67uH，我们绕制的电感值为50uH。2. 隔离驱动部分的设计1) 驱动芯片的选择：根据电路拓扑，BUCK电路在占空比越大的情况下工作效率越高，这就要求驱动芯片占空比达到90%。由于SG3525有两路相位相差180的PWM输出，各自能达到45%。将两路并联使用时占空比可以达到90%；但是其输出为图腾柱输出，无法并联使用。所以我们选择TI公司的集电极开路的SG3524，可以并联使用。2) 驱动隔离变压器芯片的选择：由于考虑到效率的问题，我们选择了MC34152作为变压器驱动的芯片。其具有平均功耗小、提供的瞬时电流大、图腾柱输出的特点。3) 隔离变压器的设计：设计如图7所示。 根据图中隔离驱动变压器的特点和传输的能量要求，我们选择有足够余量的PQ26/25磁芯。根据变压器绕满为止的原则（漏感较小），我们选用线径0.44mm的铜线双股并绕，一共12匝。磁通密度变化，满足工作时磁场将不会饱和的要求。 由于存在隔直电容，初级Vs大约为4V，MOSFET的驱动电压为10V20V最佳，这样我们就选择1：4的原副线圈比。 耦合电容C和副边电感L折算到原边的电感LR组成了一个串联谐振电路，其谐振频率为（其中），为了使耦合电容充电线性，取。所以3. 电感的设计连续工作模式下： 由、和式可得： 磁芯的选择：考虑到输出功率以及磁芯的尺寸，我们选择了PQ32/30。验证：根据法拉第定律，电感器有两边积分得，所以。4. 隔离式电流采样中磁环的设计由于我们采用隔离式电流采样，根据电和磁的性质，在非均匀变化的电流周围空间会产生变化的磁场，而这一变化的磁场能够通过磁环线圈感应而得到感应电动势。这样，在闭合的磁环线圈回路中就会有感应电流生成。由于电生磁、磁生电的计算超出了我们所学的范围，我们没有精确的去计算变化的关系，但是这一关系必然成立，所以我们绕制了磁环，制作了隔离采样电路，并通过实际测量得到原电流与感应电流(电压)的对应关系。5. 显示电流的计算由于我们采用电磁感应的方法去测试电流，根据实际测试的结果，我们发现AD采样的结果与电流并不完全成线性的关系(如图8点族所示)，因此我们针对输出电流从0A开始逐渐增大，记录AD采样得到的值，并使用Mathematica6软件用描点法作图，使用函数逼近的方法得到AD采样值与输出电流的一个非常接近的函数关系I=0.771086 x+61.2515 Logx（图8中连续曲线），再由此生成一个函数表。6. 输出效率的分析四、 系统测试及结果分析1. 测试仪器这次我们整个测试用到的仪器有：1) ：HG6333型 直流稳压电源2) ：UBNI-T公司的UT-56型万用表3) ：TDS1012B型 模拟示波器4) ：BX7-14型变阻器2. 测试步骤1) ：单路输出电压测试主路：在100mA负载的情况下输出电压为5.023V。从路：在100mA负载的情况下输出电压为5.022V。2) ：负载调整率测试输出电流0.1A1A2.5A主路输出电压5.023V5.023V5.021V从路输出电压5.022V5.021V5.018V3) ：输出纹波测试输出电流1A2.5A主路输出电压纹波1.92mV2.40mV从路输出电压纹波3.92mV3.92mV4) ：单路输出功率测试单路输出最大电流2.5A时，输出电压为5.02V。5) ：电源总效率测试(并联输出)输入电压输入电流输出电压输出电流加入单片机时7.990V1.433A5.018V2.023A6) ：均流效果测试我们采用两个0.1OHm的电阻分别一头接在连个电源的输出口，另一头接在一起后串联接负载，在单路电流达到1A的情况下测得两个小电阻上的压降分别为103.22mV、101.24mV；然后在交换两个小电阻的，测得两个小电阻上的压降分别为104.58mV、104.95mV。3. 测试结果分析由测试步骤2)可知，电流从0A-1A时负载调整率电流从0A-2.5A时负载调整率由测试步骤3)可知，电源输出最大纹波在4mV左右。由测试步骤4)可知,单路输出最大功率可达5.02V2.5A=12.55W。由测试步骤5)可知,加入单片机，输出电流2A时电源效率由测试步骤6)可知，由差值较大的一组计算可得1A时，均流效果 五、 总结本系