第6章 振幅调制、 解调及混频.ppt

1 第6章振幅调制 解调及混频 6 1振幅调制6 2调幅信号的解调6 3混频6 4混频器的干扰 2 6 1振幅调制 一 几个基本概念1 调制 调制是指利用调制信号去控制载波的某个参数的过程 2 调制信号 是指由原始消息 如声音 数据 图象等 转变成的低频或视频信号 可以是模拟信号 也可是数字信号 通常用u 或f t 表示 3 载波信号 是指未受调制的高频振荡信号 可以是正弦信号 也可是非正弦信号 4 已调波信号 是指受调制后的高频信号 即已经把调制信号加载到载波中的信号 3 5 解调 是调制的逆过程 即从已调波信号中提取原调制信号的过程 6 振幅调制 是指利用调制信号去控制载波的振幅 使载波信号的振幅按调制信号的规律变化 7 振幅调制的分类 1 普通调幅方式 AM 其输出的已调信号称为调幅波 2 抑制载波的双边带调制 其输出的已调信号称为双边带信号 DSB 3 抑制载波的单边带调制 其输出的已调信号称为单边带信号 SSB 4 二 振幅调制信号分析 一 调幅波 AM 的分析1 调幅波的表达式及波形 1 调制信号为单一频率的余弦信号设载波电压为 调制电压为 6 1 6 2 通常载波频率与调制信号满足 c 5 根据振幅调制信号的定义 已调信号的振幅随调制信号u 线性变化 由此可得振幅调制信号振幅Um t 为Um t UC UC t UC kaU cos t UC 1 cos t UC 1 mcos t 6 3 式中 UC t 与调制电压u 成正比 其振幅 UC kaU 与载波振幅之比称为调幅度 调制度 6 4 式中 ka为比例系数 一般由调制电路确定 故又称为调制灵敏度 调幅度 6 图6 1AM调制过程中的信号波形 7 由此可得调幅信号的表达式 uAM t UM t cos ct UC 1 mcos t cos ct 6 5 为了使已调波不失真 即高频振荡波的振幅能真实地反映出调制信号的变化规律 调幅度m应小于或等于1 当m 1时 称为过调幅 8 2 调制信号为一连续频谱信号f t 上面的分析是在单一正弦信号作为调制信号的情况下进行的 而一般传送的信号并非为单一频率的信号 例如是一连续频谱信号f t 这时 可用下式来描述调幅波 6 6 若将调制信号分解为 9 6 7 则调幅波表示式为 调制信号和已调波示意图如图6 3所示 图6 2实际调制信号的调幅波形 10 图6 3AM信号的产生原理图 3 调制电路框图由 6 5 式可以看出 要完成AM调制 可以用图6 3所示的原理框图实现 其关键在于实现调制信号和载波信号的相乘 11 2 调幅波的频谱由图6 1 c 可知 调幅波不是一个简单的正弦波形 在单一频率的正弦信号的调制情况下 调幅波如式 6 5 所描述 将式 6 5 用三角公式展开 可得 6 8 上式表明 单频调制的调幅波包含三个频率成分 即它由三个高频正弦波叠加而成 其频谱如图6 4所示 12 图6 4单音调制时已调波的频谱 a 调制信号频谱 b 载波信号频谱 c AM信号频谱 13 显然 1 频谱的中心分量就是载波分量 它与调制信号无关 不含消息 2 两个边频分量分量 c 及 c 则以载频为中心对称分布 两个边频信号的幅度相等并与调制信号幅度成正比 3 边频相对于载频的位置仅取决于调制信号的频率 因此调制信号的幅度 频率消息只包含在边频分量中 在多频调制的情况下 各个低频频率分量所引起的边频对组成了已调波的上下两个边带 如图6 5所示 14 图6 5语音信号及已调信号频谱 a 语音频谱 b 已调信号频谱 15 3 调幅波的功率由于调幅波的振幅是变化的 因此存在几种功率 如载波功率 最大功率 最小功率 平均功率等 根据前面的有关公式 在负载电阻RL上消耗的载波功率为 6 9 6 10 在负载电阻RL上 一个载波周期内调幅波消耗的功率为 16 由此可见 P是调制信号的函数 是随时间变化的 上 下边频的平均功率均为 6 11 6 12 AM信号的平均功率 由上式可以看出 AM波的平均功率等于载波功率与两个边带功率之和 而两个边频功率与载波功率的比值为 边频功率 载波功率 6 13 17 同时可以得到调幅波的最大功率和最小功率 它们分别对应调制信号的最大值和最小值为 由6 10直接可得 6 14 总结 由前面分析可得 1 当调幅度m 1时 调幅波的最大功率为载波功率的4倍 而最小功率为零 因此由于最大 最小功率相差太大 对特定的功放管而言 其额定输出功率将大大受限 2 当m 1时 不携带调制信号的载波成分将占用调幅波总功率的2 3 而带有信号的边频只调幅波总功率的1 3 因此功率浪费大 效率低 若m 1 则效率更低 18 二 双边带信号 DSB 在调制过程中 将载波抑制就形成了抑制载波双边带信号 简称双边带信号 它可用载波与调制信号相乘得到 其表示式为 若调制信号为单一正弦信号u U cos t调制时 6 16 6 15 其中g t 在是可正可负的 它与普通调幅波的幅度函数U t 是不同的 信号波形如图6 6所示 19 图6 6DSB信号波形 20 DSB信号与AM信号相比 有如下特点 1 包络不同 AM波的包络正比于调制信号f t 波形 而DSB信号波形的包络正比于 f t 2 DSB信号的高频载波相位在调制电压零交点处 调制电压正负交替时 要突变180度 即反相 3 由于DSB信号不含载波 它的全部功率为边带占有 所以 发射的都载有消息 功率利用率高于AM 21 三 单边带信号 SSB 1 单边带信号的概念 单边带 SSB 信号是由DSB信号经边带滤波器滤除一个边带或在调制过程中 直接将一个边带抵消而成 2 单频信号调制时的单边带信号单频调制时 uDSB t kuu uC 当取上边带时 6 17 6 18 取下边带时 显然 他们均为单一频率成分的信号 22 图6 7单音调制的SSB信号波形 单边带信号的波形及频谱如图6 7和图6 8所示 由于它们为单一频率成分的信号 因此 单纯从该信号中是无法知道原来调制信号 也无法看出实际该信号的特征 23 图6 8单边带调制时的频谱搬移 24 3 双音调制时的单边带信号为了看清SSB信号波形的特点 下面分析双音调制时产生的SSB信号波形 为分析方便 设双音频振幅相等 即 且 2 1 则可以写成下式 受u 调制的双边带信号为 6 19 6 20 6 21 6 22 取上边带信号 波形如图6 9 25 图6 9双音调制时SSB信号的波形和频谱 26 进一步展开有 6 23 由上面的分析可知 1 比较式 6 20 和式 6 22 可见 若将看成是调制信号的包络 为调制信号的填充频率 则SSB信号的包络与调制信号的包络形状相同 填充频率移动了 2 比较式 6 19 和式 6 23 可以看出 每一个调制频率分量产生一个对应的单边带信号分量 它们件的关系和单音调制时一样 振幅之间成正比 频率则线性移动 27 4 单边带调制与信号变换由式 6 17 和式 6 18 利用三角公式 可得 uSSB t Ucos tcos ct Usin tsin ct 6 24a 或uSSB t Ucos tcos ct Usin tsin ct 6 24b 式 6 24a 对应于上边带 式 6 24b 对应于下边带 这是SSB信号的另一种表达式 由此可以推出u t f t 即一般情况下的SSB信号表达式 6 25 式中 对应上边带 对应下边带 28 由于 sgn 是符号函数 可得的傅里叶变换 6 26 6 27 6 28 上式中 是f t 的希尔伯特 Hilbert 变换 即 该式意味着对信号F 的各种频率分量均移项 2就可得到 其传输特性如图6 10所示 29 图6 10希尔伯特变换网络及其传递函数 30 总结 单边带调制从本质上说是幅度和频率都随调制信号改变的调制方式 但是 由于它产生的已调信号频率与调制信号频率件只是一个线性变换关系 线性搬移 这一点与AM DSB类似 因此通常还是把它归结为振幅调制 SSB调制的特点 占用频带窄 功率利用率高 5 连续频谱信号的调制对于连续频谱信号的调制 如图6 11所示 31 图6 11语音调制的SSB信号频谱 a DSB频谱 b 上边带频谱 c 下边带频谱 32 三 振幅调制电路1 概述 1 由上述分析可以看出 AM DSB和SSB信号都是将调制信号的频谱搬移到载频上去 搬移的过程中 频谱结构不发生变化 因此均为线性调制 频谱的线性搬移 2 比较AM DSB和SSB信号的频谱可知 AM 下边带 频 差频 载频 上边带 频 和频DSB 下边带 频 差频 上边带 频 和频 SSB 只有下边带 频 差频或只有上边带 频 和频 因此实现调幅 频谱的线性搬移 必须以乘法器或平方项为基础 然后通过合适的滤波器选出所需成分 33 3 振幅调制的分类 1 高电平调制 是将高频功放和调制电路合二为一 调制后的信号不需再放大就直接发送出去的方式 主要用于AM调制 2 低电平调制 是将调制电路与高频功放分开 调制后的信号电平较低 需经功率放大后达到一定的发射功率再发送出去 34 2 AM调制电路AM信号的产生可以采用高电平调制和低电平调制两种方式完成 目前 AM信号大都用于无线电广播 因此多采用高电平调制方式 1 高电平调制 功放与调制电路合二为一 高电平调制主要用于AM调制 这种调制是在高频功率放大器中进行的 通常分为 集电极调幅 基极调幅以及集电极 基极 或发射极 组合调幅 其中为了保证调制的线性特性 基极调幅 工作在欠压区 如图6 12 6 13所示 集电极调幅 工作在过压区 如图6 14 6 15所示 35 图6 12集电极调幅电路 36 图6 13集电极调幅的波形 37 图6 14基极调幅电路 38 图6 15基极调幅的波形 39 2 低电平调制 通过线性频谱搬移电路实现 1 二极管电路 用单二极管电路和平衡二极管电路作为调制电路 都可以完成AM信号的产生 图6 16 a 为单二极管调制电路 当UC U 时 由式 5 38 可知 流过二极管的电流iD为 6 29 电流iD的频谱如图6 16 b 所示 经输出滤波器 调谐在 c 带宽为2F 选出输出频率分量 下边带 频 差频 载频 上边带 频 和频 即AM信号 40 图6 16单二极管调制电路及频谱 41 2 利用模拟乘法器产生普通调幅波 6 30 若将载波uC加至uA 调制信号u 加到uB 则有 6 31 模拟乘法器是以差分放大器为核心的 根据第五章的分析 由单差分对的 5 70 式有 42 式中 m U Ee x UC UT 若集电极滤波回路的中心频率为fc 带宽为2F 谐振阻抗为RL 则经滤波后的输出电压 6 32 利用双差分对电路或模拟乘法器也可得到AM信号 图6 18给出了利用集成模拟乘法器实现AM调制的电路图 43 图6 18利用模拟乘法器产生AM信号 44 3 DSB调制电路 只能使用低电平调制 1 二极管调制电路单二极管电路只能产生AM信号 不能产生DSB信号 二极管平衡电路和二极管环形电路可以产生DSB信号 1 二极管平衡DSB调制电路 P195 电路如图6 19所示 根据前面分析可得T2次级电流 6 33 45 图6 19二极管平衡调制电路 46 iL中包含F分量和 2n 1 fc F n 0 1 2 分量 若输出滤波器的中心频率为fc 宽为2F 谐振阻抗为RL 则输出电压为 6 34 二极管平衡调制器是通过平衡方式 将载波抑制掉 从而获得DSB信号 47 2 二极管环形DSB调制电路 双平衡电路为进一步减少组合分量 可采用双平衡调制器 环形调制器 如图6 22所示 在第5章已得到双平衡调制器输出电流的表达式 5 49 在u1 u u2 uC的情况下 该式可表示为 6 35 6 36 经滤波后 有 48 图6 22双平衡调制器电路及波形 49 3 值得说明的问题 P233倒第一段4 二极管桥式调制器电路如图6 23所示 调制电压反向加于两桥的另一对角线上 如果忽略晶体管输入阻抗的影响 则图中ua t 为 因晶体管交流电流iC ie ie ue t Re 所以输出电压为 6 37 6 38 50 图6 23双桥构成的环形调制器 51 2 差分对调制器1 单差分对DSB调制电路在单差分电路 图5 17 中 将载波电压uC加到线性通道 即uB uC 调制信号u 加到非线性通道 即uA u 则双端输出电流io t 为 6 39 式中 I0 UEE Re m UC UEE x U UT 经滤波后的输出电压uo t 为 6 40 52 值得说明的问题 A 与AM调制相比 载波电压uC 调制信号u 的加入方式与AM调制相反 B 由于u 加入到非线性通道 出现了fc nF分量 n 3 5 7 这些分量是不容易滤除的 只有当u 较小时 使 3 x 1 x 才能得到较为理想的DSB信号 C 由信号分析可知 DSB信号的产生可将两个输入信号相乘即可 53 2 双差分对DSB调制电路双差分对电路的差动输出电流为 6 41 6 42 若U UC均很小 上式可近似为 54 4 SSB调制电路SSB信号是将双边带信号滤除一个边带形成的 根据滤除方法的不同 SSB信号产生方法有好几种 主要有滤波法和移相法两种 1 滤波法图6 26是采用滤波法产生SSB的发射机框图 特点 A 要求具有陡峭的过渡带衰减特性 B 带内衰减小 衰减变化小 55 图6 26滤波法产生SSB信号的框图 下 56 图6 27理想边带滤波器的衰减特性 57 2 移相法1 原理及框图移相法是利用移相网络 对载波和调制信号进行适当的相移 以便在相加过程中将其中的一个边带抵消而获得SSB信号 在SSB信号分析中我们已经得到了式 6 25 重写如下 58 图6 28移相法SSB信号调制器 59 2 特点移相法的优点是省去了边带滤波器 但要把无用边带完全抑制掉 必须满足下列两个条件 A 两个调制器输出的振幅应完全相同B 移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的 2相移 60 图6 29移相法的另一种SSB调制器 61 6 2调幅信号的解调 一 调幅解调的方法振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类 包络检波是指解调器输出电压与输入已调波的包络成正比的检波方法 由于AM信号的包络与调制信号成线性关系 因此包络检波只适用于AM波 其原理框图如图6 30所示 62 图6 30包络检波的原理框图 63 图6 31同步解调器的框图 64 同步检波又可以分为乘积型 图6 32 a 和叠加型 图6 32 b 两类 它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调 图6 32同步检波器 65 二 二极管峰值包络检波器1 原理电路及工作原理图6 33 a 是二极管峰值包络检波器的原理电路 它是由输入回路 二极管VD和RC低通滤波器组成 式中 c为输入信号的载频 在超外差接收机中则为中频 I 为调制频率 在理想情况下 RC网络的阻抗Z应为 由于信号源 非线性器件及RC网络三者是串联的 故称为串联型 若输入信号足够大 则称为二极管串联型峰值包络检波器 66 图6 33二极管峰值包络检波器 a 原理电路 b 二极管导通 c 二极管截止 1 当输入等幅载波时为了分析方便 我们先假设输入信号为等幅高平电压 且输入电压足够大 即属于大信号峰值检波 67 图6 34加入等幅波时检波器的工作过程 68 从这个过程可以得出下列几点 1 检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程 2 由于RC时常数远大于输入电压载波周期 放电慢 使得二极管负极永远处于正的较高的电位 因为输出电压接近于高频正弦波的峰值 即Uo Um 3 二极管电流iD包含平均分量 此种情况为直流分量 Iav及高频分量 平均分量Iav流经电阻R形成平均电压Uav 载波输入时 Uav UDC 它是检波器游泳的输出电压 高频电流主要被旁路电容旁路 其上残留很小的高频电压 u 69 图6 35检波器稳态时的电流电压波形 70 图6 36输入为AM信号时检波器的输出波形图 2 当输入为AM信号时 71 图6 37输入为AM信号时 检波器二极管的电压及电流波形 72 图6 38包络检波器的输出电路 3 检波输出电路A 若只输出调制频率电压 可采用6 38 a 图所示电路 B 若只需要与载波电压成正比的直流电压 可采用6 38 b 图所示电路 73 2 性能指标分析检波器的主要性能指标有非线性失真 输入阻抗 传输系数等 1 传输系数Kd 1 定义 检波器传输系数Kd或称为检波系数 检波效率 是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量 若输入载波电压振幅为Um 输出直流电压为Uo 则Kd定义为 6 43a 6 43b 对于AM信号 低频输出电压振幅 输入已调波包络振幅 74 2 计算 由于输入大信号 检波器工作在大信号状态 二极管的伏安特性可用折线近似 在考虑输入为等幅波 采用理想的高频滤波 并以通过原点的折线表示二极管特性 忽略二极管的导通电压VP 则由图6 35有 6 44 6 45 式中 uD ui uo gD 1 rD 为电流通角 iD是周期性余弦脉冲 其平均分量 直流分量 I0为 75 式中 0 1 为电流分解系数 由式 6 43 a 和图6 35可得 基频分量为 6 46 6 47 6 48 76 由此可见 检波系数Kd是检波器电流iD的通角 的函数 求出 后 就可得Kd 如何求导通角 由式 6 46 Uo I0R 有 6 49 等式两边各除以cos 可得 6 50 当gDR很大时 如gDR 50时 tan 3 3 代入式 6 50 有 6 51 77 3 讨论 由6 48和6 51式可得 见教材P216 A 当电路一定 二极管 R一定 时 在大信号检波器中导通角是恒定的 它与输入信号大小无关 其原因是由于负载电阻R的反作用 使电路具有自动调节作用 B 由于导通角是恒定的 故检波器的传输系数也是恒定的 与输入信号大小无关 因而检波器的输入输出间的关系是线性的 线性检波器 C 导通角越小 检波器的传输系数Kd越接近于1 而导通角随gDR增大而减小 因此传输系数Kd随gDR增大而增大 D 实际上理想滤波是做不到的 实际传输特性如图6 40 78 图6 39Kd gDR关系曲线图 图6 40滤波电路对Kd的影响 79 2 输入电阻Ri检波器的输入阻抗包括输入电阻Ri及输入电容Ci 如图6 41所示 输入电阻是输入载波电压的振幅Um与检波器电流的基频分量振幅I1之比值 即 6 52 输入电阻是前级的负载 它直接并入输入回路 影响着回路的有效Q值及回路阻抗 由式 6 47 有 6 53 80 图6 41检波器的输入阻抗 81 当gDR 50时 很小 sin 3 6 cos 1 2 2 并利用式6 5 代入上式 可得Ri R 2 另外 也可利用能量守恒 考虑导通角很小 传输系数近似为1 有 可得 82 3 检波器的失真 1 惰性失真1 产生惰性失真的原因 在二极管截止期间 电容C两端电压下降的速度取决于RC的时常数 当RC太大时会产生惰性失真 图6 42惰性失真的波形 83 2 避免惰性失真的措施为了避免产生惰性失真 必须在任何一个高频周期内 使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度 即 6 55 如果输入信号为单音调制的AM波 在t1时刻其包络的变化速度为 6 56 84 二极管停止导通的瞬间 电容两端电压uC近似为输入电压包络值 即uC Um 1 mcos t 从t1时刻开始通过R放电的速度为 将式 6 56 和式 6 57 代入式 6 55 可得 6 57 6 58 85 实际上 不同的t1 U t 和Cu的下降速度不同 为避免产生惰性失真 必须保证A值最大时 仍有Amax 1 故令dA dt1 0 得 代入式 6 58 得出不失真条件如下 6 59 6 60 6 61 或 86 2 底部切削失真1 底部切削失真及产生原因底部切削失真又称为负峰切削失真 产生这种失真后 输出电压的波形如图6 43 c 所示 这种失真是因检波器的交直流负载不同引起的 因为Cg很大 直流负载为R 而低频交流负载则为R Rg 因为Cg较大 在音频一周内 其两端的直流电压基本不变 其大小约为载波振幅值UC 可以把它看作一直流电源 它在电阻R和Rg上产生分压 在电阻R上的压降为 6 62 87 图6 43底部切削失真 88 2 避免和减少底部切削失真的措施调幅波的最小幅度为UC 1 m 由图6 43可以看出 要避免底部切削失真 应满足 6 63 6 64 由上式可得要 避免底部切削失真 检波器的交流负载与直流负载之比应大于调幅波的调幅度 89 图6 44减小底部切削失真的电路 减少底部切削失真的措施 A 将R分为两部分 如图6 44 a 所示 此时检波输出的直流负载为R1 R2 交流负载为R1 R2 RgB 在检波器与功放间插入高输入阻抗的射随器如图6 44 b 所示 90 4 实际电路及元件选择 总结 图6 45检波器的实际电路 91 根据上面诸问题的分析 检波器设计及元件参数选择的原则如下 阅读教材P221 1 回路有载QL值要大 2 为载波周期 3 4 5 92 5 二极管并联检波器除上面讨论的串联检波器外 峰值包络检波器还有并联检波器 推挽检波器 倍压检波器 视频检波器等 这里讨论并联检波器 1 电路结构与工作原理并联检波器 其信号源 输入 检波二极管 负载电阻三者是并联的 如图6 46 a 93 图6 46并联检波器及波形 a 原理电路 b 波形 c 实际电路 94 工作原理分析 定性分析 p221 输入阻抗 根据能量守恒原理 实际加到并联型检波器中的高频功率 一部分消耗在R上 一部分转换为输出平均功率 即 当Uav UC时 UC为载波振幅 有 6 65 电压传输系数 其电压传输系数与串联型完全相同 推导此处从略 95 6 小信号检波器 1 概念 小信号检波是指输入信号振幅在几毫伏至几十毫伏范围内的检波 这时 二极管的伏安特性可用二次幂级数近似 即 2 主要参数当输入为高频载波时 一般小信号检波时Kd很小 可以忽略平均电压负反馈效应 即输出对输入的影响 认为 6 66 6 67 将它代入上式 可求得iD的平均分量和高频基波分量振幅为 96 图6 47小信号检波 97 若用 Iav Iav a0表示在输入电压作用下产生的平均电流增量 则 6 68 相应的Kd和Ri为 6 69 6 70 因为a0为输入uD 0时的电流 静态电流 98 若输入信号为单音调制的AM波 因 c 可用包络函数U t 代替以上各式中的Um 6 71 由上式可以看出 小信号检波器输出的平均电压与输入信号电压振幅的平方成正比 故有时也将小信号检波器称为平方律检波器 利用小信号检波器的上述特性 常在测量仪表及微波检测中用作信号功率指示 99 三 同步检波1 乘积型设输入信号为DSB信号 即us Uscos tcos ct 本地恢复载波ur Urcos rt 这两个信号相乘 6 72 经低通滤波器的输出 且考虑 r c c在低通滤波器频带内 有 6 73 100 由上式可以看出 1 当恢复载波与发射载波同频同相时 即 r c 0 则uo Uocos t 6 74 因此 此时可以无失真地将调制信号恢复出来 2 若恢复载波与发射载频有一定的频差 即 r c cuo Uocos ctcos t 6 75 所以 此时将会引起振幅失真 101 3 若恢复载波与发射载频有一定的相差 则uo Uocos cos t 6 76 若相差为恒定的 相当于对振幅进行了衰减 若相差是随时间变化的 则也将引起振幅失真 几种常见乘积型解调器的实际电路如图6 48所示 102 图6 48几种乘积型解调器实际线路 103 2 叠加型叠加型同步检波是将DSB或SSB信号插入恢复载波 使之成为或近似为AM信号 再利用包络检波器将调制信号恢复出来 对DSB信号而言 只要加入的恢复载波电压在数值上满足一定的关系 就可得到一个不失真的AM波 图6 49就是一叠加型同步检波器原理电路 下面以对SSB进行叠加型同步检波为例进行分析 1 基本原理设单频调制的单边带信号 上边带 为 us Uscos c t Uscos tcos ct Ussin tsin ct 104 图6 49叠加型同步检波器原理电路 105 恢复载波为ur Urcos rt Urcos ct有 us ur Uscos t Ur cos ct Ussin tsin ct Um t cos ct t 6 77 式中 6 78 6 79 由式 6 77 可知 利用叠加型同步检波器对SSB检波 会出现相差 但由于后面采用的包络检波器对相位不敏感 他只关心包络的变化 106 6 80 式中 m Us Ur 当m Us时 上式可近似为 6 81 6 82 显然 由 6 82 式经隔直后即得原调制信号 由 6 81 式可得 SSB叠加载波信号后 即得一普通调幅AM信号 经包络检波后可得原调制信号 即 107 2 平衡同步检波电路采用图6 50所示的平衡同步检波电路 可以减小解调器输出电压的非线性失真 它由两个检波器构成平衡电路 上检波器输出如式 6 82 下检波器的输出uo2 KdUr 1 mcos t 6 83 则总的输出uo uo1 uo2 2KdUrmcos t 6 84 总之 实现同步检波的关键是在接收端恢复发送端的载波信号同频同相的恢复载波 读P226第三段 108 图6 50平衡同步检波电路 109 6 3混频 一 混频的概述1 混频器的功能 1 混频的概念混频器是频谱线性搬移电路 是使信号的频率从一处线性搬移至另一处的电路 它是一个六端网络 它有两个输入电压 输入信号us和本地振荡信号uL 其工作频率分别为fc和fL输出信号为uI 称为中频信号 其频率是fc和fL的差频或和频 称为中频fI fI fL fc 同时也可采用谐波的差频或和频 110 图6 51混频器的功能示意图 111 2 混频的几种形式用fI fC fL称分别表示中频 输入信号频率 高频 和本机振荡频率 则若取和频 则fI fL fc若取差频 则 fI fL fc或 fI fC fL常用的中频有 465KHz 455KHz 500KHz 10 7MHz 37MHz等实际的混频器分为两大类 A 混频 由单独的振荡器提供本振信号 而混频器为六端 三口 网络B 变频 本机振荡与混频由同一非线性电路完成 此时表现为四端 双口 网络 112 2 混频与调幅 幅度解调的区别混频也是一种频率变换电路 在频率域中起加法器或减法器作用 它与调幅 幅度解调均属频谱的线性搬移 但由于搬迁的位置不同 其功能也就不同 如图6 52所示 另外 由于它们的输入输出信号不同 因而其输入输出回路也就不同 113 图6 52三种频谱线性搬移功能 a 调制 b 解调 c 混频 114 2 混频器的工作原理 1 时域分析 设输入到混频器中的输入已调信号us和本振电压uL分别为us Uscos tcos ct uL ULcos Lt这两个信号的乘积为 6 85 6 86 则中频电压为 115 图6 53混频器的组成框图 因此 混频电路可用乘法器或非线性电路完成 框图如图6 53所示 116 2 频域分析 由信号分析知识可知 时域信号相乘 对应其频域信号的卷积 设本振为单一频率信号 其频谱为FL c c 输入信号为己调波 其频谱为Fs 则 6 87 图6 54给出了输入信号 本振信号和输出信号的频谱关系 若输入信号也是等幅信号 则混频输出只有和频和差频成分 117 图6 54混频过程中的频谱变换 a 本振频谱 b 信号频谱 c 输出频谱 118 3 混频器的主要性能指标1 变频增益变频电压增益定义为变频器中频输出电压振幅UI与高频输入信号电压振幅Us之比 即 6 88 同样可定义 变频功率增益为输出中频信号功率PI与输入高频信号功率Ps之比 即 119 2 噪声系数混频器的噪声系数NF定义为 通常用分贝数表示变频增益 有 6 89 6 90 6 91 输入信噪比 信号频率 输出信噪比 中频频率 6 92 120 3 失真与干扰变频器的失真有频率失真和非线性失真 除此之外 还会产生各种非线性干扰 如组合频率 交叉调制和互相调制 阻塞和倒易混频等干扰 所以 对混频器不仅要求频率特性好 而且还要求变频器工作在非线性不太严重的区域 使之既能完成频率变换 又能抑制各种干扰 121 4 变频压缩 抑制 在混频器中 输出与输入信号幅度应成线性关系 实际上 由于非线性器件的限制 当输入信号增加到一定程度时 中频输出信号的幅度与输入不再成线性关系 如图6 55所示 122 图6 55混频器输入 输出电平的关系曲线 123 5 选择性混频器的中频输出应该只有所要接收的有用信号 反映为中频 即fI fL fc 而不应该有其它不需要的干扰信号 但在混频器的输出中 由于各种原因 总会混杂很多与中频频率接近的干扰信号 124 二 混频电路1 晶体三极管混频器工作原理电路原理如图6 56所示 当Us UL时 且输出回路对中频fI fL fC调谐 可得晶体管集电极电流为 图6 56晶体三极管混频器原理电路 125 6 93 经集电极谐振回路滤波后 得到中频电流iI 6 94 式中gC gm1 2称为变频跨导 由式 6 94 变频跨导的定义为 输出中频电流振幅 输入高频电压振幅 6 95 126 由前面分析可以看出 只有时变跨导的基波分量才能产生中频 和频或差频 分量 它不仅直接决定着变频增益 还影响到变频器的噪声系数 变频跨导gC gm1 2 gm1只与晶体管特性 直流工作点及本振电压UL有关 与Us无关 故变频跨导gC亦有上述性质 6 96 6 97 变频器的变频跨导与放大器的跨导有相似的含义 127 图6 57gC UL的关系 2 变频跨导与本振电压UL 基极偏置UBB的关系 128 图6 58gC Eb的关系 129 图6 59混频器本振注入方式 3 晶体管变频器的几种形式根据本振信号的注入形式 三极管变频器可以分为 A 基极串馈式B 基极并馈式C 射极注入式 130 图6 60收音机用典型变频器线路 a 中波AM收音机的变频电路 b FM收音机变频电路 4 实际电路 131 图6 60收音机用典型变频器线路 a 中波AM收音机的变频电路 b FM收音机变频电路 132 2 二极管混频电路在高质量通信设备中以及工作频率较高时 常使用二极管平衡混频器或环形混频器 其优点是噪声低 电路简单 组合分量少 1 二极管平衡混频器图6 61是二极管平衡混频器的原理电路 133 图6 61二极管平衡混频器原理电路 134 当输入信号us为已调信号 本振电压为uL 有UL Us 大信号工作 由第5章可得输出电流io为 6 98 输出端接中频滤波器 则输出中频电压uI为 6 99 135 2 二极管环形混频器图6 62为二极管环形混频器 其输出电流io为 经中频滤波后 得输出中频电压 6 100 6 101 二极管环形混频器输出是平衡混频器输出的两倍 且减少了电流频谱中的组合分量 136 图6 62环型混频器的原理电路 137 图6 63正交混频器 3 正交混频器图6 63为正交混频器框图 138 3 其它混频电路变频电路除了前述的三极管 二极管变频电路外 前一章所讲的频谱线性搬移电路均可以作为变频电路 包括差分对变频电路 模拟乘法器变频电路 场效应管变频电路等 图中输入变压器是用磁环绕制的平衡 不平衡宽带变压器 加负载电阻200 以后 其带宽可达0 5 30MHz XCC型乘法器负载电阻单边为300 带宽为0 30MHz 因此 该电路为宽带混频器 139 图6 64差分对混频器线路 140 图6 65用模拟乘法器构成混频器 141 图6 66场效应管混频器的实际线路 142 加在两管栅极的交流电压分别为uGS1 us uL和 uGS2 us uL 两管的漏极交流电流分别为iD1 a us uL b us uL 2 iD2 a us uL b us uL 2流过变压器T2的交流电流为iD iD1 iD2 2aus 4busuL 143 图6 67场效应管平衡混频器电路 144 图6 68场效应管环形混频器 145 6 4混频器的干扰 尽管混频器的使用使超外差接收机的性能得到改善 但同时混频器又会给接收机带来一些干扰 一 概述1 干扰信号的形成方式有 A 直接从接收天线进入 特别是混频前没有高放时 B 由高放非线性产生 C 由混频器本身产生 D 由本振的谐波产生 146 我们把除有用信号以外的所有信号统称为干扰 2 在实际中判断能否形成干扰主要看以下两个条件 A 是否满足一定的频率关系 B 满足一定频率关系的分量的幅度是否较大 3 混频器干扰的种类 A 信号与本振的自身组合干扰 B 外来干扰与本振的组合干扰 副波道干扰 寄生通道干扰 C 外来干扰信号互相作用形成互调干扰 D 外来干扰与信号形成的交叉调制干扰 交调干扰 E 阻塞 倒易混频干扰 147 二 信号与本振的自身组合干扰1 形成干扰的原理对混频器而言 作用于非线性器件的两个信号为输入信号us fc 和本振电压uL fL 则非线性器件产生的组合频率分量为f pfL qfc 6 102 148 式中 p q为正整数或零 当有用中频为差频时 即fI fL fc或fI fc fL 只存在 pfL qfc fI或qfc pfL fI两种情况可能会形成干扰 即pfL qfc fi 6 103 这样 能产生中频组合分量的信号频率 本振频率与中频频率之间存在着下列关系 6 10