300MHz至450MHz发送器到小环形天线的匹配网络

300MHz300MHz 至至 450MHz450MHz 发送器到小环形天线的匹配网络发送器到小环形天线的匹配网络 小环形天线的阻抗小环形天线的阻抗 面积为 A 的印刷电路板小环形天线在波长为 时 辐射阻抗为 环形天线的损耗电阻 忽略其介质损耗 用环形天线周长 P 线宽 w 磁导率 400 nH 米 电导率 5 8 x 107 米 铜的典型值 频率 f 表示为 环形天线的电感用周长 P 面积 A 线宽 w 磁导率 表示为 以上三个方程式 可以从相关的天线理论教科书中得到 1 2 图图 1 1 所示是一个典型的印刷电路板环形天线 其尺寸用于推导小环形天线的典型电阻和电抗 可近似看作 25mm x 32mm 的长方形 线宽 0 9mm 基于该尺寸推导出下列 3 个参量值 在 315MHz 对于另一个通用频率 433 92MHz 这些参数为 图 1 印刷电路板上的小环形天线 辐射电阻特别小 另外 由耗散损耗产生的电阻比辐射电阻大 10 倍以上 这意味着 此环路最好的发射效 率大约为 8 在 315MHz 和 27 在 433 92MHz 匹配网络必须使失配损耗和匹配元件引起的附加损耗最 小 通常 小环形天线只能辐射来自发送器功率的百分之几 基本的匹配网络基本的匹配网络 最简单的匹配网络是 分离电容 如最近发表在 Microwaves RF 的一篇文章所述 3 连接此电容到具 有偏置电感的 PA 输出 见图图 2 2 可以调节 C2 使其与 L1 与 PA 电容有关 和残余电抗 来自 C1和环路天线 电感 组成并联谐振 电容器 C1的等效串联电阻 ESR 通常为 0 138 所以带串联电容的小环形天线总电 阻为 0 46 在 315MHz 在频率为 315MHz 的谐振匹配网络中 微型环路通过环路串联电抗和 C1转换成一个优化在 125 MAX7044 获得最高效率的最佳负载 的等效并联电路 留意在 MAX7044 数据资料中引用的效率针对于 50 负载 辐 射效率对应的最佳电阻可能不同 我们的 PA 在较宽的阻抗范围和功率等级下具有很高的效率 并联电容 C2 和偏置电感 L1调谐等效并联电路的电抗 图 2 带偏置电感的分离电容匹配网络 C1和环路电感在所要求的频率表现为正电抗 所以 可考虑用两个电容和环路电感作为 L 匹配网络 并 联 C 串联 L 此网络将小环路电阻变换到 125 从左往右看 它是一个低通 由高到低的匹配网络 偏 置电感 L1对于匹配不是关键元件 但作为直流通路 为 PA 提供工作电流是必须的 并可用来抑制高次谐波 表 1 给出用于环路天线的精确参量值 表表 1 1 分离电容匹配网络的理想元件值分离电容匹配网络的理想元件值 At 315MHzAt 433 92MHz C1 2 82pf C1 1 47pf C2 63pfC2 43pf L1 36nHL1 27nH 表中的 C2电容值不包括大约 2pf 的 PA 输出端和 PCB 杂散电容的电容值 在本文中 此 2pf 电容在所有匹配 计算中加进 C2值中 图图 3 3 所示是匹配于 315MHz 时 该匹配网络的 RF 功率传输特性曲线 功率传输特性曲线是由源电阻 RS 将 功率传输到一个负载阻抗 RL XL 的表达式计算的 负载阻抗是由匹配网络变换的环形天线阻抗 这个表达式乘以天线效率和匹配元件引起的功耗 即可得到发射功率与可用功率之比 所有曲线峰值出现在 315MHz 而频率相关性的讨论恰好与之吻合 工作在 433 92MHz 的性能类似 但没有 给出 图 3 从 RFIC 发送器到环形天线的功率传输 假设环形天线的模型是正确的 而且能达到匹配电容器的精确值 则失配损耗为 0dB 而天线损耗恰好是电 容器 辐射电阻除以总电阻 所增加的 14 1dB 效率损耗和耗散损耗 这种匹配网络相对于没有匹配的 36 2dB 损耗 25dB 失配损耗加上 11 2dB 效率损耗 和来自单并联电容 失调天线电抗 的 34 7dB 损耗 19dB 失配损耗加 15 7dB 效率损耗和电容器耗散损耗 有了明显改进 特性曲线包含了单并联电容 匹配 的功 率传输特性 仅供参考 实际上 小环形天线所具有的 Q 值比理论上预期的 Q 值低很多 根据实验室丈量印刷电路板环路 图 1 所示 的结果进行计算 得到总等效串联电阻为 2 2 在 315MHz 而不是理论值 0 46 用此电阻值 匹配环 路的标准电容和电感值如表 2 所示 表表 2 2 分离电容匹配网络的实际元件值分离电容匹配网络的实际元件值 At 315MHz At 433 92MHz C1 3 0pf C1 1 5pf C2 33pfC2 27pf L1 27nHL1 20nH 实际环形天线的功率传递曲线如图 3 所示 由于实际环路的损耗电阻比理论环路值大 4 倍左右 所以功率 传输的的最佳值大约为 20dB 而不是 14dB 尽管功率传输曲线在频带上比理论环路宽 但对元件容差造 成的峰值频率偏差和在指定频率降低的功率传输来讲 仍然足够宽 例如 所有 3 个匹配元件值高出 5 则传输功率降到 26dB 可以扩展功率传输特性的频率 因此 往谐 匹配网络可使得对元件容差的敏感度变小 用简单增加电 阻到环路天线的 平滑 方法或把阻抗变换到与发送器不完全匹配的参数 皆可达到这一目的 用任何一 种方法扩展匹配带宽 都是以增加电阻的功耗或在失谐匹配网络造成较高的失配损耗为代价 牺牲一定的 功率损耗来获得所希看的功率传输可能是更好的解决方案 由于在窄带匹配中频偏的影响非常大 在此适用的扩展频带方案是把天线匹配到一个较高的阻抗 500 至 1000 而不是 MAX7044 所要求的 125 并具有失配损耗 以及不可避免的耗散损耗 此方法的另一个优点是降低工作电流 表 3 所示是将环路阻抗变化到 500 时所用的 L 和 C 值 接近于标准的 L 和 C 值 表表 3 3 元件值与分离电容匹配网络的线宽元件值与分离电容匹配网络的线宽 At 315MHz At 433 92MHz C1 3 3pf C1 1 65pf 2pf x 3 3pf in series C2 22pfC2 15pf L1 27nHL2 20nH 在 315MHz 此电路传输功率减小到 22dB 但在 5 元件容差内 损耗变化降到 3dB 图 3 所示是上述讨论的调谐网络的损耗 留意 调谐网络的带宽越窄 往谐 网络损耗越大 但带宽将 更宽 如何使这些简单的分离电容器网络能很好地抑制谐波 将图 3 扩展到 1000MHz 可以看出 理论上匹配频率 响应的 2 次谐波下降 56dB 3 次谐波下降 58dB 由于在基频下降 14dB 所以 它们的 2 次和 3 次谐波抑制 分别是 42dB 和 44dB 由于实际情况与 往谐 匹配网络更接近 所以 更能代表谐波抑制的实际情况 实 际匹配网络在基频下降 20dB 在 2 次谐波下降 50dB 所以 2 次谐波抑制是 28dB 失谐 匹配网络在基 频下降 22dB 在 2 次谐波下降 46dB 所以 2 次谐波抑制为 24dB 这对于 FCC 315MHz 发送器答应发射的 最大均匀功率来讲 该抑制还不能满足要求 所答应的发射场强 6000 V m 对应于 19 6dBm 的发射功率 2 次谐波不能超过 200 V m 49dBm 所以对于满足最大均匀发射功率的发送器来说 需要 30dB 谐波抑 制 由于 按照 FCC 对于 260MHz 到 470MHz 开放频段的规定 答应在高于均匀功率 20dB 以低占空比峰值 功率发射 所以 需要大于 30dB 的 2 次谐波抑制 具有高载波谐波抑制的匹配网络具有高载波谐波抑制的匹配网络 实现良好谐波抑制的简单方法是 在匹配网络中增加一个低通滤波器 把一个 形网络插进到分离电容匹 配网络和发送器输出之间 即可实现 由于 形网络也具有阻抗变换 所以 阻抗变换有很多可能的组合 本文所示实例给出 L 和 C 匹配元件的实际值 图图 4 4 所示网络中 低通滤波器中的并联电容与分离电容匹配 网络的并联电容组合 另一个并联电容用于容值调节 往谐偏置电感和 IC 中的杂散电容 作为匹配网络的 一部分 图 4 所示环形天线的近似匹配元件值示于表 4 表表 4 4 改善谐波抑制的分离电容匹配网络的元件值改善谐波抑制的分离电容匹配网络的元件值 At 315MHzAt 433 92MHz C1 3 0pf C1 1 5pf C2 33pfC2 30pf C3 12pfC3 8 2pf L1 51nHL1 33nH L2 47nHL2 33nH 图 4 与低通滤波器相组合的分离电容匹配网络 在图 4 配置中 分离电容器将低环路电阻变换到大约 150 非常接近 PA 最高效率对应的 125 而 网络是为 125 输进和输出阻抗设计的低通滤波器 失配损耗仅为 0 1dB 并且该匹配网络的带宽较窄 并对元件容差非常敏感 固然有多个网络 但由于很难实现精确的阻抗匹配 所以这个匹配仍然是窄带的 可得到相同的结果 窄带匹配网络对元件容差更敏感 利用分离电容匹配网络的失谐 但保持 125 的低通滤波器 可以增加匹配网络的带宽 减小对元件容 差的敏感度 表 5 所示 C1 和 C2 使环形天线的并联电阻变换到 500 左右 而不是最佳匹配所要求的 150 天线和 125 低通滤波器之间的有效失配会增加大约 2dB 的失配损耗 但扩展了匹配带宽 表 5 给出了该匹配值 表表 5 5 改善谐波抑制具有较宽频带的分离电容匹配网络的元件值改善谐波抑制具有较宽频带的分离电容匹配网络的元件值 For 315MHz For 433 92MHz C1 3 3pf C1 1 65pf C2 22pfC2 18pf C3 12pfC3 8 2pf L1 51nHL1 33nH L2 47nHL2 33nH 这意味着分离电容器匹配网络的输出是有意地设计成与 形网络不匹配 改变分离电容器使变换后的环路 电阻大于 500 而保持同一 形匹配网络 可进一步扩展匹配带宽 会伴随增大失配损耗 图图 5 5 给出了近似理想的匹配网络和失配网络以及简单并联电阻网络的性能 类似于图 3 所示性能 但谐波 抑制有较大差别 近似理想的匹配网络具有 49dB 的 2 次谐波抑制比 失配网络具有 44dB 的 2 次谐波抑制 比 图 5 从 RFIC 发送器到环形天线的功率传输 低通滤波器加到匹配部分 总结和结论总结和结论 对于小环形天线匹配 需要留意它的等效串联阻抗是一个电感和一个很小的电阻相串联 主要包括损耗阻 抗串联一个更小的辐射阻抗 小环形天线的等效并联阻抗是一个电感并联一个大的电阻 5k 到 50 只 用两种表达式之一很难匹配 100 的阻抗至 300 一个小电容与环形天线串联 再将一个大电容与环形天线及其串联电容相并联 是较为简单的环形匹配方 式 精确的阻抗匹配要求高 Q 值 环形阻抗占阻抗的百分比 这意味着任何元件值 频率或工作温度的漂 移将使匹配劣化 并且非常明显地增大失配损耗 选择标准的电容和电感值 刻意加宽匹配带宽能够适应 更宽的器件容限和环境变化 这种宽带设计牺牲的是失配损耗 但这种损耗是可预知的 我们给出了 315MHz 和 433 92MHz 处的设计实例 谐波抑制很重要时 最好在匹配网络中多加两个器件组成低通滤波器 连接到