基于BOOST数字化逆变器的设计.doc

基于BOOST数字化逆变器的设计基于BOOST数字化逆变器的设计一、课题背景和研究目的1.1课题背景随着信息技术的发展，逆变器被广泛的应用于工业、农业、医疗、航天等领域。然而，传统的逆变器采用模拟电路控制导致了诸如电路复杂、调试难、元件易老化、输出性能低等固有缺点。随着微处理器的出现，逆变器的全数字控制成为现实。从技术角度上来说，数字技术的使用可以提高逆变器输出电压的稳定性和纯净程度，同时也提高了逆变器产品自身的可靠性。数字化的控制还可以提高逆变器的暂态、稳态响应等众多性能。逆变器又称DC-AC变换器，将直流电逆变为交流电。可以应用于风力发电、太让能发电、UPS电源、车载电源等领域。考虑到实际实验条件的限制以及自己所掌握知识的程度，我们重点研究了UPS中逆变器的设计。UPS又称不间断电源，它通常被置于市电电网和用电负载之间，其目的是改善对负载的供电质量，并在市电故障时，保证负载设备的正常运行。随着现代网络技术和信息产业的进一步发展，供电中断所带来的损失的也变的越来越严重。UPS就是为了解决供电系统存在的问题应运而生的，至今已经历了几十年的发展历程。UPS不仅使供电无中断，而且还具有稳定输出电压、提高输出电压各项指标和抗干扰等功能。UPS的核心部分便是逆变器。本课题重点研究了基于BOOST数字化逆变器的设计。1.2课题研究目的经过市场调查发现，市面上传统的在线式UPS功率较大，成本高，主要应用于工业场合较多，最小的也在500VA。在此我们设计了一种低成本、高效率、数字化在线式UPS的逆变器。旨在用于对用电质量较高的100W以下的小功率场合，比如工厂，医院，学校等对用电质量要求较高，以及很多交流设备要求不间断供电，如应急灯，风扇等。本文顺着当前发展趋势，提出一种基于BOOST直流升压变换结合数字控制技术的单相逆变器的设计方法，为今后企业开发小功率的UPS等逆变器产品提供一种新的研发思路。经过查阅资料，发现大多数逆变器采用H桥拓扑结构。经过理论分析和MATLAB仿真，采用半桥结构也能实现DC-AC逆变。考虑到效率以及成本等问题，采用半桥电路是一个较佳的方案。本文的主要研究对象是结合了BOOST的半桥逆变电路,其目的是提高系统的动静态性能,增强系统的带载能力。为此,首先对逆变电路进行了详细分析,明确影响系统性能指标、效率的各种性能指标,为进一步抑制干扰提高系统的控制效果打下基础。二、方案论证任务分析：本任务的设计核心是逆变器，由于采用的单片机功能有限并且采用改变SPWM的占空比来控制逆变电路软件实现难度大，并且考虑到成本等问题，本系统采用闭环控制策略通过控制逆变器输入直流母线电压来稳定输出电压有效值。逆变部分采用半桥电路减少开关管的数量，以提高系统的效率，并且控制简单，容易实现。充电装置利用LM317来实现分阶段最优充电策略，恒压恒流切换采用单片机控制继电器来实现。采样电路利用分压电阻可以将充电状态反馈给单片机以进行控制方法的选择。本系统附属装置包括短路、直流电源欠压、掉电、过充报警电路。可以利用单片机对采样后的结果进行处理。减少了外围电路器件，调试简单易行。系统的总体框图如下：变压器滤波器整流恒压恒流充电电路电路BOOST升压电路蓄电池半桥逆变电路SPWM 单片机PWM MCU辅助电源负载保护电路闭环控制电流负反馈通信电压反馈图1 系统总体框图2.1 交流整流滤波部分方案一：采用普通整流滤波电路，在输入侧加入EMI滤波器以滤除高频干扰，容易实现，集成度高，散热容易，电网中的高频信号不能进入逆变器，同时逆变器本身的高频信号也不会对电网产生干扰。方案二：采用肖特基二极管。导通压降小，损耗小，而本系统没有交流侧效率要求，同时考虑到分立元件调试的复杂性以及快速二极管高频特性不理想，容易对电网产生影响，综合考虑，我们采用方案一来显现交流侧输入的整流和滤波。电路图如下：图2 整流滤波电路2.2 逆变主电路方案一：采用全桥电路。其容易实现正弦波正负对称，并且省去了分压电容，母线电压利用率高。但其开关管数量多，开关损耗增加，并且全桥电路控制电路较比半桥复杂，不利于调试，开关管及控制芯片增加也会使整系统的成本增加。方案二：采用半桥电路。半桥电路母线电压的利用率降低，但是考虑到题目要求，并且结合实际实现难易程度的考虑，半桥电路开关管的数量以及控制芯片的数量较全桥电路减少一半，控制简单，功耗低，考虑到母线电压的波动幅度比较大，给控制带来困难，最终我们采用我们熟悉的BOOST电路，来稳定母线电压到88V左右，逆变器的SPWM的调制比设定为0.8，利用可调电阻采样母线电压，通过与单片机内部设定值比较，来控制BOOST电路的占空比，以稳定母线电压，从而稳定逆变半桥的输出。本设计中要求的功率比较低，为了降低损耗，提高效率，开关管选用导通压降小的NMOSFET，考虑到电路对电压以及电流的要求，最后我们选用反向耐压400V导通电流25A的IRF450。半桥电路中Q4源极浮地，控制其开通较困难，并且考虑到桥臂两管不能直通，应留有一定的死区时间。考虑到以上因素，选用IR公司的具有两路输出的栅极桥臂MOSFET栅极驱动器集成电路IR2110。其内部应用自举技术，可输出两个输出驱动逆变桥中高压侧和低压侧的通道信号。并且它自身可对输入两个通道的信号之间产生合适的延时（死区时间），防止了被驱动的逆变桥臂的两个MOSFET同时导通。IR2110可以采用输入输出双电源，保证了输入与COMS或TTL电平兼容，这样可以由单片机直接控制。通过实际电路调试，此方案简单易行，简化了BOOST和逆变电路的控制。2.3 静态开关方案一：采用无触点开关可控硅。其控制简单，并且能够实现电路的快速切换，但其外围电路较复杂，容易引入干扰，增加了电路调试的难度。方案二：采用继电器。继电器可以由单片机直接控制，外围电路简单易行，虽然由大约几毫秒的延迟，但是对本系统设计来说完全能够满足要求。本系统中的充电部分采用的静态开关全部采用继电器来实现，在实际的电路调试过程中完全能够满足恒压恒流切换的要求。2.4 系统控制方案2.4.1 总体控制方案一：采用直接实时采样输出波形，并将采样结果反馈给MCU，由MCU计算出所需不同脉宽的SPWM波形。软件工作量很大，并且单片机本身功能有限。方案二：通过硬件实现实时控制。由硬件通过三角波和正弦波的比较实现自然采样产生SPWM波形，从而来控制逆变电路的驱动控制。其能够精确的实现自然采样，但是硬件调试的难度很大，很不容易实现，考虑到题目要求不是很高，可以采用其他方案实现。方案三：经过BOOST升压电路稳定母线电压，逆变半桥通过固定频率和占空比的SPWM波形来控制，脉宽由单片机查表得出。表格中存储的数据是利用仿真软件得出的，虽然存在一定的误差，但是通过调试，完全能够控制在题目要求的范围内。并且降低了软件编程实现的难度。我们的系统采用方案三。 2.4.2 BOOST电路部分方案一：电流连续模式。输出电压与占空比有简单的比例关系，控制容易，电压变换平缓，不易造成冲击；方案二：电流断续模式。电压不易控制，容易造成冲击，损坏管子，甚至击穿短路。因此，我们采用方案二电流连续模式的BOOST电路进行稳压。2.4.3 MCU选择方案一：采用两片AT89S52作为系统的控制核心。AT89S52与MCS-51单片机产品兼容，具有8K字节在系统可编程Flash存储器、时钟频率0Hz33MHz、32个可编程I/O口线，具有价格低廉、使用简单等特点。但其运算速度先对较低、功能比较单一、外围辅助电路较多，控制过程相对比较繁琐。并且，由于工作周期长，因此对与SPWM波的产生及控制，51单片机无法做到更高的频率，容易造成滤波后谐波含量高；同时，在产生SPWM波形时还需要对系统进行检测与控制，则AT89S52就十分勉强了。方案二：采用DSP作为控制芯片。DSP以数字信号来处理大量信息的器件。它不仅具有可编程性，而且其实时运行速度可达每秒数以千万条复杂指令程序，远远超过通用微处理器，具有强大数据处理能力和高运行速度。使用DSP可以满足系统要求。但是，与它相配套的印制电路板制作周期长，修改不便；DSP硬件与相关调试系统成本较高；DSP控制与调试过程较为复杂。方案三：采用PIC16F74单片机作为系统的控制核心。PIC系列具有中断功能，指令周期可达到200ns（5MHz），带AD，内部EEPROM数据存储器，双时钟工作，比较输出，捕捉输入，PWM输出，I2C和SPI接口，异步串行通讯（USART），模拟电压比较器及LCD驱动等等，价格适中，对于本系统比较适用。其主要局限在于I/O口较少，并且PIC单片机的开发环境我们比较陌生，应用不便。方案四：采用STC12C5412AD作为系统的控制芯片。STC12C5412AD与AT89S52一样是51内核的8位单片机，采用增强型8051内核，功能非常实用：035MHz时钟频率兼工作频率，相当于普通51单片机具有420MHz时钟频率；12kFlashROM；512字节RAM；具有片内EEPROM功能；片内集成8路10位AD，4路PWM/PCA/CCU/DA，高速SPI通信端口，23个通用I/O口。STC12C5412AD工作频率高，程序储存空间大，具有片内PWM、A/D、D/A等功能，SPI下载方式简单，编程容易，价格低廉，使用简单。基于上述分析，结合我们平时掌握知识的水平，以及成本的要求，我们采用方案四STC12C5412AD作为系统的控制核心，在达到要求指标的条件下能够尽可能的降低成本。2.4.4 系统监测与保护模块系统的保护功能主要有输出端的短路（过流）保护，蓄电池组直流供电时欠压保护，蓄电池防过充保护。方案一：采用硬件电路实现。可以利用比较器将采样值与设定的安全值比较，当超出安全阈值时比较器输出电平发生变化，驱动继电器将相应电路断开，达到安全保护的目的。方案二：采用软件方式实现。利用单片机处理采样值，通过其自身的AD转化后与设定的安全阀值进行比较，当在设定的范围外时则被认为故障出现，通过调用相应的故障处理程序进行安全处理。软件实现会使硬件电路设计大大简化，并且会降低元件损耗，提高系统运行效率。过流保护采用电流传感器采样，然后经过整流滤波电路，得到电流对应有效值，与设定电流阈值经过LM339比较后，将输出信号给单片机，这样实现了过载保护，以及对空载与带负载的检测。2.5 蓄电池充电部分蓄电池是UPS电源的重要组成部分，蓄电池的充电曲线如图所示图3 蓄电池充电曲线由图可知，开始时输入电流较大，并且充电电流恒定，蓄电池电压逐渐增加，当达到浮充电压时，若保证充电电压不变，充电电流会减小，最终维持在一个较小值以保证蓄电池自身的充放电平衡。根据以上资料，蓄电池充电方案可以参考如下：方案一 采用直接充电方式。这样电路简单易行，但是会严重缩短电池使用寿命。方案二 采用恒压或恒流方式充电。采用恒压方式则在充电开始电流很大，会引起高温，且恒压充电不能调整充电电流大小，不能用于蓄电池初期充电。恒流充电容易引起过充，采用分段恒流充电开始充电电流过小后期过大，整个过程时间长效率低。方案三 采用先恒流后恒压充电，充电过程对蓄电池两端电压不断进行采样，采样信号经过逻辑控制器处理，实现恒压、恒流充电的自动转换。如图4所示电源恒流恒压转换蓄电池采样MCU驱动心脾啊图4 充电器设计框图根据蓄电池的充电曲线，为了提高蓄电池的使用寿命，采用方案三能够实现分阶段控制。起初我们采用BUCK电路实现充电控制（电路如附录图 所示），但为了控制简单降低成本，最后选用LM317来组成的恒流恒压转换电路完全能够实现，并且能够节省单片机内部资源，利于主电路的控制不受过多干扰。并且充电电路简单易行，用继电器就能实现控制。2.6 辅助电源方案一：从直流母线上采样电压。从母线上采电压利于直流供电时效率的提高，但是考虑母线上电压比较高，一般的稳压芯片很难实现较高压差的调节；方案二：从蓄电池两端采电压。由于整体电路设计中没有采用过多的需要供电电源的芯片，芯片损耗主要是单片机和两片IR2110，二者的功耗都在毫瓦级，采用蓄电池供电完全能够满足要求，并且对直流供电的效率影响不是很大。在LM317的1脚接入了NPN三极管9014防止输出短路，当输出短路时，9014截止，输出电压降低，当故障排除后9014导通，LM317输出正常。电路如图5所示：图5 辅助电源三、 电路分析与参数计算3.1 逆变主回路（包括IR2110）半桥电路的输入母线电压约为90V，输出电流。因此选择大功率MOSFET，IRFP450，额定电路6A，耐压400V。对于滤波电感和电容，由于我们采用的是规则采样法，且载波频率高达31.25KHz，因此其低频谐波分量极小，并不需要特别考虑；需要滤除31.25kHz以上谐波。由： （3-1） 知，L=800uH，C=2uF,就可以满足要求。MOSFET保护采用15V稳压二极管。电路图如下图6所示：图6 逆变电路3.2 蓄电池充电电路充电电路如下图所示，其中继电器2控制恒压恒流切换图7 充电电路LM317的1、2脚间电压为1.25V，1脚电流大约为46mA。恒压部分：上拉电阻R3=200,当输出恒定浮充电压选为41V时，可知 R10=(41200)/1.25-200=6.36K，选用10K电位器。恒流部分：恒定充电电流（最大充电电流）选为140mA，故R8=1.25/0.14=8.9，实际调试中选用8。3.3 BOOST升压部分开关管选择： 漏极电压： 漏极电流： 我们为了提高效率，得到较大的输出功率，减低损耗，选择IRFP450，额定电流6A，耐压400V。二极管选择： 反向耐压：正向导通电流：采用FBL60，耐压600V，最大工作电流6A。其可通过电流大，正向压降低，损耗较小。电感&假负载计算：BOOST电路不允许开路，为了稳定输出电压，并且使BOOST电路工作在电流连续模式，在BOOST电路后应加以电阻，作为假负载。当母线电压为90V时，选择8kOhm/1W的电阻，又因此，取四、软件流程图图8 系统流程图五、系统测试及结果（1） 输出频率、输出电压（以24V输出为例）测试仪器：Tektronix TPS 3032 数字示波器；FLUKE 15B数字万用表测试方法：交流输入，U1=36VAC，带载时，测定U2有效值与频率；直流输入，U3=36VDC，带载时，测定U2有效值与频率。测试结果：正弦波24V 50HZ输出波形图 9交流24V 50HZ时输出电压波形表一 测试电压、频率交流供电有效值/V24.1024.1224.0823.9823.90频率/Hz50.0150.1250.1450.0050.01直流供电有效值/V23.9923.8724.1024.0724.10频率/Hz50.0950.0550.0450.1050.01（2）额定输入35VAC,正弦波交流电变频输出波形测试仪器：Tektronix TPS 3032 数字示波器测试结果如下：正弦波24V 60HZ输出波形图 10交流24V 60HZ时输出电压波形正弦波24V 400HZ输出波形图 11交流24V 400HZ时输出电压波形（3）额定输入35VAC,正弦波交流电变频输出波形测试仪器：Tektronix TPS 3032 数字示波器测试结果如下：方波24V 50HZ输出波形图12方波24V 50HZ时输出电压波形方波24V 60HZ输出波形图13 方波24V 60HZ时输出电压波形方波24V 400HZ输出波形图 14 方波24V 400HZ时输出电压波形（4）交流电压调整率与负载调整率（24V输出为例）测试仪器：Tektronix TPS 3032 数字示波器；（滑动变阻器100/3A）；TDGC2-1自耦调压器测试方法：电压调整率：交流供电条件下，U1从29VAC增加到43VAC，测定U2有效值；测试结果：表二 电压调整率测试次数1234U1/V29.036.040.043.0U3/V24.224.124.023.8电压调整率的计算：S=Uo/Uo=0.83%负载调整率：交流供电条件下，RL由空载到满载，测定U2有效值；表三 负载调整率测试次数1234空载输出U2/V23.8623.9923.9024.00满载输出U2/V24.3024.2024.3024.31负载调整率Uo/Uo1.83%0.88%1.67%1.30%负载调整率：Uo/Uo =1.83%（5）输出交流电压调整范围（24VAC38VAC）测试仪器：FLUKE 四位半万用表。测试结果如下：表四 交流电压输出档位12345678电压（V）23.825.827.829.731.633.736.038.4（6）蓄电池供电效率测试仪器：Tektronix TPS 3032 数字示波器，FLUKE 15B 数字万用表测试方法与原理：在蓄电池满电量且满载的情况下，测量U2有效值，及U3、I3。I3由采样电阻R9上的电压间接求出。，其中，得效率以上（7）满载时输出正弦波形失真度测试仪器：Tektronix TPS 3032 数字示波器，8793F数字电参数测量仪测试方法：满载时，分别观察由交流和直流供电时，输出正弦波形是否有明显失真；而后将输出接入电参数测量仪，测出失真度（谐波比例）。测试结果：THD=1.8%（8）蓄电池充电功能测试仪器：Tektronix TPS 3032 数字示波器，秒表，分辨率0.01s，FLUKE 15B 数字万用表测试方法及结果： 恒流充电电流：用万用表检测充电电路板上的充电电流采样电阻R9上的电压，实测值为U=3.08V，充电电流I=3.08/20=0.154A，在电池所标示的允许范围内 恒压充电电压：测试LM317输出电压为40.5V 电池放电完全后充电时间：t1=5.6h 防过充功能实现（9）蓄电池欠压保护功能测试仪器：Tektronix TPS 3032 数字示波器测试方法：在使用蓄电池（直流）供电时，检测电池电压变化与输出变化测试结果：用万用表测试当输入电压低于29V时，输出电压为零，并由指示灯报警，整机停止工作。（10）短路保护功能测试仪器：Tektronix TPS 3032 数字示波器，FLUKE 15B 数字万用表；测试方法：增大负载到5A，检测系统各处状态；测试结果：当负载电流逐渐增大从0A5A,当到达5A后输出电压为0V。复位后，输出正常。六、创新与改进 本系统采用BOOST升压电路，提高了输入电压调整范围，实现宽范围调压，同时降低了逆变器调制比，减小了输出交流电的畸变率。 采用半桥结构，减小了开关管的数量，提高了整机效率，控制芯片相应减少，控制方法简单。 采用数字化控制方法，可实现输出交流频率的改变，根据不同的应用场合可以调节输出交流电的频率。同时根据输入端设定的不同“档位”，可以实现输出交流电压有效值的步进调节。七、问题、体会与收获在作品的制作过程中我们克服了一系列困难，最后使得电源指标达到了满意的程度。由于时间的仓促，作品还有很多方面有待改进。 空载时电源调整时间比较长，空载时，上电运行后5秒后电源方可调整到24VAC； 电源的效率还有提升的空间。由于辅助电源采用了线性稳压电源，所以稳压芯片的压降较大，造成稳压芯片耗能较大，如果采用开关电源，其效率还可以提高； 作品还可以设计显示电压，频率，运行状态的功能； 作品工艺也有待改善。在本系统的设计和制作过程中，我们充分发挥团体协作精神，相互配合，相互学习，发挥各自的特长，共同商讨解决制作中遇到的问题，从而保证了系统的顺利完成。整个制作过程，使我们的实际动手调节硬件电路的能力得到了锻炼，学习了Protel DXP软件的使用，PCB板的制作，单片机的使用等等，在实践中来进一步加深对理论知识的理解。在