扩频通信中直接扩频系统的同步技术

沈阳理工大学学士学位论文摘 要扩频通信作为一种新型的通信体制，具有很多独特的优点，在军用和民用领域中都得到了广泛的应用。扩频通信中一个关键性的问题就是扩频信号的同步，包括捕获和跟踪两个步骤，同步性能的优劣直接影响到整个扩频通信系统的性能。因此，对直扩系统同步的研究具有很大的实用价值。 本文深入研究了扩频通信中直接扩频系统的同步技术，包括伪随机(PN)序列的捕获、跟踪和载波同步。在伪随机(PN)序列的捕获中研究了串并结合的大步进方法。研究了伪码串行-载波并行、伪码并行-载波串行、伪码串行-载波并行、伪码并行-载波并行4种捕获方法。在特定的参数下，设计出直扩通信系统，并在高斯信道条件下，仿真得出了直扩系统的误码率性能曲线，在此基础上运用了伪码并行-载波串行的方法进行仿真分析，从MATLAB仿真结果可以看出捕获方案确实可行。关键词：扩频通信；同步；捕获；跟踪AbstractAs a new type of communications system,spread spectrum communications has many unique advantages, and has been widely used in both military and civilian fields. The synchronization of spread specturn signal, including acquisition and tracking, is the key problem of spread specturn communication. The performance of synchronizing has direct impact on the whole spread spectrun communication system. As a result, its very important to discuss this problem.This paper researches into synchronization techniques of direct-sequence spread spectrum systems, which include PN code acquisition, PN code tracking and carrier recovery. we studied PN acquisition scheme, large step acquision scheme. This paper discusses four capture methods about serial PN code, serial carrier, parallel PN code, serial carrier, serial PN code, parallel carrier, and parallel PN code, parallel carrier. Incertain parameters, design of direct sequence spread spectrum communication system, and in the Gauss channel conditions, simulation of the curve of the BER performance of DSSS system, on the basis of using the parallel PN code, carrier serial simulation, simulation results can be seen from the MATLAB capture scheme is feasible.Keywords: Spread Spectrum Communications; Synchronization; Acquisition; Tracking II目 录1 绪 论12 直接序列扩频通信的理论基础42.1 扩频通信的理论基础42.1.1 基本理论42.1.2 扩频通信的特点52.2 直接序列扩频通信系统62.3 伪随机序列92.3.1 m序列103 直接序列扩频系统的同步123.1 同步机理123.2 信号捕获123.3 信号跟踪173.3.1 载波跟踪技术173.3.2 锁相环原理183.3.3 锁频环原理203.3.4 锁相环与锁频环的性能比较214 直扩系统的仿真分析234.1 设计参数234.2 直扩通信系统的原理框图234.3 直扩通信系统的仿真分析244.4 直扩系统的抗干扰性能分析305 同步仿真分析315.1 同步参数设计315.2 PN码的自相关性仿真315.3 捕获325.4 跟踪36结 论39致 谢40参考文献41附录A 英文原文43附录B 中文翻译55附录C 程序64I1 绪 论扩频通信是建立在ClaudeE.Shannon信息论基础之上的一种新型现代通信体制。这种通信体制由于采用伪随机编码调制和信号相关处理,具有很多独特的优点:用于通信中，抗干扰能力强，发射功率低，具有低截获率，保密性能好，具有码分多址和任意选址的功能;在测距中，利用伪随机码测距，可大大提高测距精度，所以自从问世便引起世界各国的极大关注,并率先应用在军事通信中。近年来,随着微电子技术、超大规模集成电路技术、数字信号处理技术的飞速发展以及一些新型元器件的应用,扩频通信在技术上已迈上了一个新的台阶。在军事上,扩频通信己经成为电子对抗环境下提高通信设备抗干扰能力的最有效手段,并在近十几年来爆发的几场现代化战争中发挥了巨大的作用。此外,扩频通信技术在无线局域网2G/3G移动通信、卫星通信、航空航天和深空探测等诸多民用通信领域中也都得到较为广泛的应用。在这些民用和国防军事通信的强烈需求下,扩频通信的地位变得越来越重要1。扩频技术将基带信号的频谱扩展至很宽的频带进行传输，在接收端采用相关接收的原理，将扩展的频谱恢复到基带信号的频谱，从而抑制传输过程中加入的干扰。香农(E.Shannon)信息论的基本理论证明，扩频通信是有效的抗干扰通信方式。香农在1945年、1948年和1949年连续发表了有关信息论和通信加密以及系统安全住等3篇论文，这些理论成为扩频技术的理论依据。扩展频谱的优势可以从信息论的角度来阐述。 依据香农信息理论，定义受到加性高斯白噪声干扰的信道，信道带宽为B，信噪比为S/N，信道容量为： (1.1)从公式可以看出：给定的信道容量C可以匹配不同的带宽B和信噪比S/N的组合来传输。如果减小带宽B就必须增加信噪比S/N以保证信道容量C值不变。相反的，如果信噪比S/N较小，可以通过增加带宽B来保持传输容量C值不变，即所谓的用带宽B换取功率C的办法。扩频通信也就是把原始信号的频谱扩展到10倍1000倍，然后再进行传输，因而提高了通信系统的抗干扰能力，这样系统在强干扰环境下仍能保证可靠的通信质量。 通常音频电话的频率范围为300Hz3300Hz则B=3300Hz-300Hz=3000Hz。而一般链路典型的信噪比足30dB，即S/N=1000，因此有C=3000Log2(1000)，近似等于30kb/s。假如对上述系统进行扩频传输，在传输速率小变的情况下，将带宽扩展100倍，信号可以在0.25dB的低信噪比下传输。由此可见，扩频通信系统町以在更恶劣的环境下正常工作。这一点在卫星通信和军事通信中非常重要，卫星通信由于电离层的干扰往往工作在低信噪比条件下，采用扩频通信可以克服这个问题，军事通信则往往采用扩频技术将信号隐蔽在噪声中，从而保证信号不被敌人发现。 扩频技术首先应用于军事领域，其发展经历了一个很长的过程，日前扩频技术处于繁荣阶段。扩频技术的发展历程可以分为三个阶段： (1) 第一阶段是雏形阶段 20世纪20年代中期诞生的RADAR(Radio Detection And Ranging)系统，利用回波证明了电离层的存在，其发射频谱宽度大于回波声音频谱宽度，具备了扩频通信系统的基本特征。 (2) 第二阶段是基本模型阶段 这个时期完成了扩频通信的一些关键技术的论证，使得扩频通信的实现具备了足够的条件，并出现了基本的扩频模型。 20世纪40年代，赫蒂(Hedy K Markey)第一个提出利用跳频技术来实现抗干扰通信系统的构想。迪罗萨(Derosa)和罗戈夫(Rogoff)于1949年完成丁世界上第一个直接序列扩频系统，并成功运用在新泽西州(New Jerscy)和加利福尼亚州(Calfornia)之间的通信线路上。 (3) 第三阶段是扩频通信的繁荣阶段 20世纪50年代，美国麻省理T学院成功研制出了NOMAC系统，这是一种成熟的扩频通信系统。从此，对扩频通信系统的研究十分活跃，扩频通信广泛应用于军事通信、空间探测、卫星侦查、导弹制导等方面。同步是扩频系统中的关键技术,同步不仅需要一般数字通信系统的同步过程(载波同步、位同步、帧同步等),还需要实现扩频码同步(码时钟同步、码相位同步)。当码同步定时偏移超过DS系统1个码元时,接收机就不能对接收到的扩频信号正确解扩,即使同步偏差小于地址码元宽度也会引起有用信号功率损失,使输出有用信号功率下降,处理增益降低。所以扩频系统同步不仅比一般数字通信系统同步更为复杂,其要求也更为严格。对扩频系统性能要求越高,对同步系统要求也越复杂、越严格。在各种实际扩频系统中,设计优良的同步系统往往是最困难的。在人为干扰情况下PN码同步电路如果失效将严重影响系统性能,甚至导致整个系统完全瘫痪。在扩频通信中,接收端一般有两类不确定性因素,就是载波频率和码相位的不确定性。若发射机和接收机使用精确频率源,则可消除大部分码速率和载波频率不确定性,但不能消除由多普勒频移引起的载波和码速率偏移,而且即使是固定位置的收发站也会由于电波传播多径效应引起码速率和载波中心频率的改变。由于收发时钟不一致,电波传播时延等因素,接收端启动时扩频序列与接收发送扩频序列相位开始总是不同的。因此,接收机需要通过一定同步手段使本地扩频序列与接收扩频序列相位相同。这一过程分为两个阶段,第一阶段为捕获过程即粗调过程,它通过调节送到解扩器的本地码相位实现两个伪码之间初始同步,当捕获过程完成时用于解扩的本地参考信号码相位与接收扩频信号码相位偏差将小于直扩系统一个PN码单元,这时接收机能大致正常解调出信息。第二阶段为PN码的定时跟踪即细调过程,跟踪是通过相位锁定方法不断调节补偿本地码相位漂移,以达到进一步缩小同步误差和保持这种精确同步的目的。在扩频码同步系统工作过程中,同步捕获和跟踪伏态应该可以相互转换。在捕获出现假锁或因强干扰引起失步时,同步系统必须能够能迅速地从跟踪状态重新转入捕获状态。而在捕获真正锁定时,同步系统也应迅速转入到跟踪状态。所以同步系统应采用同步识别控制系统以控制捕获和跟踪之间的相互转换2。本论文从研究直接扩频通信系统理论开始，采用BPSK调制，加入10级m序列进行扩频，再次基础上，运用伪码并行-载波串行的大步进方法进行捕获，得到本地信号。2 直接序列扩频通信的理论基础2.1 扩频通信的理论基础2.1.1 基本理论扩频通信是利用比发送数据速率高得多的伪随机码对发送信号进行调制,将信号的频谱进行扩展,形成带宽相当大的低功率谱密度信号发射,在接收端再利用相关接收的原理,将信号的频谱压缩,使其恢复成原来的窄带信号,通过使用不同的伪随机码,不同的用户可以在同一频段同一时间,互不影响或影响很小的工作,它是一种新型的通信体制。与传统的通信体制相比,扩频通信具有抗干扰能力强、可以实现码分多址功能、保密性能强、可高精度测距和抗多径干扰等优点,所以在通信领域备受关注,广一泛地应用于军事和民用通信领域。 香农定理信道容量公式指出了在高斯白噪声干扰的条件下,通信系统具有无差错传输信息的能力,可表示为： (2.1) 式中,C是信道容量(bit/s),B是传输带宽(Hz),S是信号的平均功率(W),N是噪声功率(W),从式(2.1)可以看出如果信道容量不变可以通过增加信号传输带宽的方法获取对信噪比要求的降低,即在低信噪比情况下也能实现信号的可靠传输。扩频通信正是利用这一理论基础,用高速的扩频码来扩展待传输信号的带宽,从而提高系统的抗干扰能力。香农编码定理指出只要信息速率小于信道容量,总可以找到一种编码方式,使得在码字相当长的条件下,能够几乎无差错地从被高斯白噪声干扰的信号中恢复出原始的信号。香农又提出了实现编码的最佳信号是具有白噪声统计特性的信号,因为白噪声信号具有尖锐的自相关特性,而哈尔凯维奇也早在20世纪50年代,从理论上证明了要克服多径干扰的影响,信道中传输的最佳信号形式应该是具有白噪声统计特性的信号形式。由于白噪声信号迄今为止还是难以产生、加工和复制,扩频通信中采用统计特性近似高斯白噪声统计特性且易于产生和控制的伪随机码对发送信号进行编码3。在衡量扩频通信系统的抗干扰性能时,通常引入“扩频处理增益”来描述,定义为接收机解扩器的输出信噪比与接收机输入信噪比的比值,即:（2.2）式中,Rc表示扩频码码片速率(bit/s),Rb表示信息数据码速率(bit/s),Gp表示经过扩频接收机解扩处理后,使信号增强的同时抑制输入到接收机干扰信号能力的大小,从式(2.2)可以看出扩频系统的抗干扰能力与扩频倍数成正比。另外在衡量扩频系统在干扰环境下工作的能力时,又引入了干扰容限的概念,干扰容限表示的是考虑了一个可用系统对输出信噪比的要求以及估计系统内部信噪比损耗时,系统能正常工作所允许的最大干扰功率比信号功率高出的分贝数,它定义为: （2.3）式中,所有变量都是用单位dB表示的,Lsys表示系统的执行损耗或实现损耗,(S/N)out表示系统正常时要求基带滤波器或中频滤波器输出的信噪比。2.1.2 扩频通信的特点扩频通信技术大大扩展了信号的频谱宽度,是一种新型的通信体制,与传统的通信方式相比,它具有一系列优良的性能。(1) 抗干扰能力强。由于扩频通信采用了频谱扩展技术,在接收端干扰信号被展宽到一个很宽的频带上,使之进入信号通频带内的干扰功率大大降低,从而增加了输出端的信噪比,使系统具有很强的抗干扰能力。(2) 信号隐蔽性能好。扩频通信中,发射端信号经扩频处理后,信号功率被均匀地分布在很宽的频带上,功率谱密度很低,通常都隐藏在噪声功率谱密度之下,很难被发现,即使被发现由于扩频码对第三方是未知的,也很难进行正确接收。(3) 具有多址能力。扩频通信使用不同的扩频码组建不同的通信网,其每一个接收机都分配规定的扩频码组作为地址,发送端用不同的扩频码组去调制发射机,并利用扩频码组之间优良的自相关特性和互相关特性,接收端利用相关检测技术进行解扩,在分配不同用户不同码型情况下可以区分不同用户的有用信号,这样一来,在同一宽频带上的许多对用户就可以同时通信而互不干扰,从而实现码分多址的通信4。(4) 抗衰落和抗多径干扰能力强。扩频信号占据很宽的频带,当遇到衰落时,只有一小部分频谱会发生衰落,不会使信号发生严重的畸变。由于扩频码尖锐的自相关特性能使多径信号完全分离独立,当遇到多径干扰时可以通过相关技术从多径信号中提取和分离出最强的有用信号。2.2 直接序列扩频通信系统扩频系统主要包括直接序列扩频（Direct Sequence，DS）、跳频扩频（Frequence Hopping，FH）、跳时扩频（Time Hopping，TH）和混合扩频、线性调频这几种形式。直接序列扩频通信系统（DSSS），简称直扩系统，是目前应用最广泛的一种扩频通信系统。早期一些军事领域的研究开发，如美国的国防卫星通信系统AV-VSC-28、全球定位系统（GPS）、航天飞机通信用的跟踪和数据中继卫星系统（TDRSS）等都是DSSS应用的实例，而我国自主开发的北斗系统也是直接序列扩频通信系统。直扩系统包括发送端和接收端，在发送端用比信息比特率高得多的一组二进制伪码序列c(t)与二进制数字信号d(t)相乘，得到扩频信号d(t)c(t)，再对载波进行调制后经天线发射进入信道传输，如图2.1所示。扩频通信中载波调制方式一般都是QPSK或BPSK，本论文中使用BPSK方式。 图2.1 直接扩频通信的发射系统发送端的BPSK信号的表达式为: (2.4)式中，P为恒包络数据调制载波功率，为载波频率，为随机相位。其中二进制数字信号的码速率为Rb，数据位宽为Tb=1/Rb，伪随机码的码速率为Rc，数据位宽为Tc=1/Rc，Tc也叫做扩频码的“切普”（chip）宽度，一个“切普”就表示一个伪随机码码片。由于d(t)和c(t)相乘后再进行BPSK调制，也就相当于对数据宽度为Tc的二进制数据进行BPSK调制，而BPSK信号的功率谱密度可表示为： (2.5)式中，T表示二进制数据的宽度，扩频前T=Tb，扩频后T=Tc，可见扩频调制的作用是发射信号的宽度扩展为原来的Tb/Tc倍，而把功率谱密度降低到原始数据信号功率谱密度的Tb/Tc倍。从图2.2中可以很清楚的看出扩频前后功率谱密度的变化。发射信号的带宽取决于伪随机码c(t)的码速率Rc，BPSK调制下，s(t)的带宽等于两倍的伪随机码的码速率，即BRF=2Rc,几乎与数字信号d(t)的码速率无关。 (a）扩频前(b）扩频后图2.2 扩频前后的数据单边功率谱密度在接收端，通过产生用一组和发送端精确同步的本地参考伪随机码对接收信号进行相关处理，这一相关处理过程称为解扩，解扩后的信号送到解调器解调，恢复出原始的数字信号，这一过程如图2.3所示。 图2.3 直接扩频通信的接收系统 假设发射信号通过无失真信道进行传输，并且信道中存在着噪声n(t)和干扰信号J(t)，干扰包括窄带干扰、人为瞄准式干扰、单频干扰、多径干扰和码分多址干扰等,则接收信号可以表示为： (2.6)由于解扩时本地参考伪随机码与接收信号包含的伪随机码同步，所以解扩的输出为： （2.7)可以看出，由于有用信号与本地伪随机码有良好的相关性，通过解扩之后其频带被压缩到带宽为Bb=2Rb的频带内，而噪声与干扰信号和本地伪随机码相关后，其频带被扩展，而其功率谱密度被降低，所以接收机在对有用信号进行解扩的同时对噪声和干扰信号进行了扩展，而相关器后的窄带滤波器（通常通频带B=2Rb）会把落在通频带外的绝大部分的噪声和干扰信号滤除，这样就大大改善了系统的输出信噪比，如图2.4所示5。图2.4 解扩前后信号功率谱密度示意图2.3 伪随机序列扩频码在扩频通信中起着很重要的作用,在发送端它被用来扩展信号的频谱,接收端则利用它来压缩信号频谱并将干扰信号的频谱展宽,从而提高系统的抗干扰性能。在扩频通信中,系统的抗干扰性、抗噪声、抗衰落、抗截获、信息的隐蔽和保密、多址通信以及实现捕获与跟踪都与扩频码的性能紧密相关,系统对扩频码一般有以下要求:(1) 必须具有尖锐的自相关函数,而互相关函数值应接近于零。(2) 有足够长的码周期使第三方难以从扩频码的一小段去重建整个码序列。(3) 有足够的独立地址数,以实现码分多址的要求。(4) 工程上易于产生、加工、复制与控制。理论上来说,当然是使用高斯白噪声来扩展信号频谱最理想,它作为一种平稳随机过程,瞬时值服从正态分布,功率谱在很宽的频带内都是均匀的,具有极其优良的相关特性,但是它难以重复产生和处理,所以在工程中所使用的均是具有类似白噪声统计特性的伪随机序列。伪随机序列具有良好的随机性和接近于白噪声的相关函数,并月有预先的可确定性和可重复性,可以人为的复制和产生,通常由二进制移位寄存器来产生,它具有如下特点:(1) 序列中0元素与1元素出现的个数近似相等,每个周期内最多相差一个。(2) 如果把n个元素连续出现叫做一个长度为n的元素游程,则序列中长度为n的元素游程出现的次数比长度为n+1的元素游程出现次数多一倍。(3) 序列有类似白噪声的自相关函数。在扩频通信中,应用最多的伪随机序列就是m序列和gold序列6。2.3.1 m序列m序列是最长线性移位寄存器序列,它具有优良的自相关函数,易于产生和复制,在扩频通信中得到了广泛的应用,m序列也是研究和构造其他序列的基础。m序列是由线性反馈移位寄存器产生的,如图2.5所示。图中a0,a1.,an-1表示移位寄存器的状态,C0,C1,.,Cn为对应级移位寄存器的反馈系数,Ci=0表示该反馈断开,Ci=l表示反馈存在,在m序列产生器中,C0=Cn=1。图2.5 线性反馈移位寄存器原理方框图对于反馈移位寄存器产生的序列，取决于反馈系数，其反馈逻辑为： （2.8）式（2.8）称为序列的特征多项式，即特征多项式一旦确定，那么其产生的序列也就确定了，经严格的证明：若反馈移位寄存器的特征多项式为本原多项式，则移位寄存器就能产生m序列，且其周期为N=。M序列具有如下性质7：(1) 均衡性：在m序列的一个周期中，“1”和“0”的数目基本相等。准确地说，“1”的个数比“0”的个数多一个。(2) 游程分布：我们把一个序列中取值相同的那些相继的（连在一起的）元素合称为一个“游程（run）”。在一个游程中元素的个数称为游程长度。一般说来，在m序列中，长度为1的游程占游程总数的1/2；长度为2的游程占游程总数的1/4；长度为3的游程占1/8；。严格讲，长度为k的游程数目占游程总数的，其中。而且在长度为k的游程中（其中），连“1”的游程和连“0”的游程各占一半。(3) 移位相加特性：一个m序列Mp与其经过任意次延迟移位产生的另一个不同序列Mr模2相加，得到的仍是Mp的某次延迟移位序列Ms，即MpMr=Ms(4) 尖锐的自相关性：先把m序列变换称为码元宽度为Tc、周期为NTc的m码，然后来计算m码的自相关函数，因为m码是周期的，所以其自相关函数也是周期的，那么只需计算0NTc一个周期内的自相关函数，再进行周期扩展就能得到m码的相关函数了。一个周期内m码的自相关函数为： (2.9)M序列自相关函数如图2.6所示： 图2.6 m序列自相关波形3 直接序列扩频系统的同步3.1 同步机理直扩通信机理是发送方将数据信息通过相应处理调制到所需频带上发射，接收方则通过对应逆处理提取原始数据信息。然而，对于接收方而言，提取或恢复有效数据信息的关键所在是解决人为环境所造成的不确定度，解决此不确定度的过程被称为同步。同步的重点是要求系统收发两端的信号在频率上和相位上保持一致，这样才能正确地解调出信息。其作用就是要实现本地产生的信号与接收到的信号在频率及相位上保持一致。同步过程一般说来包含两个阶段：捕获与跟踪。(1) 接收端由于并不知道对方是否发送了信号，因此，需要有一个搜捕过程，即在一定的频率和时间范围内搜索信号，也就是要把发送方发来的信号与本地信号的相位之差纳入同步保持范围内，即在扩频伪码一个码元时片内，这一阶段称为粗同步，也叫捕获。(2) 当捕获完成后，则需要进一步调整伪码及频率误差。无论由于何种因素导致频率和相位发生偏移，同步系统都能加以调整，使得继续保持同步，这一阶段称为精同步，也叫跟踪9。3.2 信号捕获直扩系统采用码分多址（CDMA）技术，应用不同的伪随机序列码对不同发射终端的信息数据进行扩频解调，为接收某一发射终端的信息数据，就必须复现调制该信息数据的扩频伪码，讲复现的伪码同输入伪码在不同相位误差上做相关运算，使二者同步，从而完成对信息数据的解扩，该过程称为伪码捕获；由于发射终端与接收终端之间存在径向移动，会产生Doppler频移，因此为完成对某一发射终端信息数据的解调，必须搜索到相应发射终端所产生的Doppler频移的数值，该过程称为载波捕获。因此，对于直扩系统信号的捕获是一个二维捕获过程。捕获结果是使本地参考码和接收码相位差值小于一个码元宽度，且收发码时钟频率基本一致，同时使载波相位对准，从而实现输入信号与本地信号的粗同步。一个码相位单元和一个Doppler频率单元构成一个信号搜索单元，实现时域（伪码相位）和频域（Doppler频率）的二维顺序搜索。搜索控制逻辑通过设置载波NCO来产生要搜索的Doppler频率，同时通过向伪随机码预置歩进模块发出滑动1/2个码片命令来产生要搜索的码相位，这样就使本地产生的信号对准某一搜索单元。若该本地复制信号与输入信号的数字相关器输出幅度大于检测阈值，则搜索成功，停止搜索；否则，码相位步进一个搜索单元（1/2码片），继续进行相关累加和检测判决。直扩信号捕获方式如图3.1所示10。 图3.1 直扩信号的捕获由上述可知，为捕获到直扩系统信号，需要同时复现发射终端的码相位和载波频率，对直扩系统信号的搜索和捕获通常有以下4种方法：(1) 伪码串行-载波串行采用该方法进行信号捕获仅需要单个码相关器及单个载波相关器。其捕获过程为：先预置载波NCO为某一Doppler频率，在该Doppler频点上将本地扩频伪码相位每次移动半个码元，与输入信号进行相关运算，其结果与捕获门限比较，若其值低于门限阈值，则本地多普勒预置值不动，继续将本地扩频伪码移动半个码元再次与输入信号相关，如果本地扩频伪码移动一个码长周期后仍未捕获到信号，则讲本地多普勒值作适当调整后重复上述过程，直到相关结果超过捕获门限阈值，此时将捕获到的载波频率和伪码相位值作为跟踪环路的输入值并进行信号跟踪，至此，完成直扩系统的信号捕获过程。伪码串行、载波串行捕获原理，如图3.2所示。使用该方法的优点是硬件实现简单；缺点是捕获时间较长。因此，该方法适用于硬件资源简单而对捕获时间要求不高的场合，也适用于能提供准确先验信息的场合11。输出信号图3.2 伪码串行、载波串行原理框图(2) 伪码串行-载波并行使用该捕获方法需要单个码相关器和N个载波相关器，对伪码进行串行捕获而对载波在Dopper范围内进行并行捕获。N的取值和捕获范围有关，通常在捕获范围与相关器带宽的比值。使用该策略进行捕获时，码的移动过程与方法1一致，在各个码相位上对Doppler范围内的载波作并行相关运算，取其中最大值与捕获门限值作比较，若超过门限值，则将当前码相位及最大值所对应的载波Doppler值传递给后续跟踪环路并行进行信号跟踪，否则将移动半个码元，重复上述过程。伪码串行、载波并行原理，如图3.3所示。该捕获方法的优点是电路规模与码长关系不大，可以在相同硬件条件下兼容多重码长；其缺点为捕获时间与码长成正比，码长增加导致捕获时间增加12。 输入信号输出信号 图3.3 伪码串行、载波并行原理框图(3)伪码并行-载波串行 该方法采用N个独立的码相关器和一个载波相关器，载波Doppler采用串行扫描方式进行相关捕获，其二维捕获过程与方法2相类似13。假定相关器的带宽为，Tb为伪码周期，也是数据周期，对于的Doppler范围，则在载波轴上至少需要划分个区间，依次扫描，在一个区间扫描结束后，取N个相关器中能量最大值与捕获门限进行比较，若小于门限，则转入下一个区间；若超过门限，则判为捕获，并根据载波区间和能量最大相关器的位置获取载波Doppler和伪码相位估计值，以此值作为跟踪环路的输入值。伪码并行、载波串行原理，如图3.4所示。该方法的优点是捕获快，每个载波区间只要一个码长周期即可分析完毕，在无先验信息条件下，最多只需扫描个区间即可完成捕获，在有先验信息条件下，只需扫描一个区间即可14。 图3.4 伪码并行、载波串行原理框图(4) 伪码并行-载波并行 采用该方法进行直扩系统信号捕获，需N个独立码相关器和M个载波相关器。其中码相位相关器之间码相位依次相差1/2个码元，若相关器的带宽为，Tb为伪码周期，也是数据周期，同样对于的Doppler范围，则在载波轴上至少需要划分个区间，依次扫描各个区间，在一个区间扫描结束后，取N个相关器中能量最大值与捕获门限进行比较，若小于门限，则转入下一个区间；若超过门限，则判为捕获。伪码并行、载波并行原理，如图3.5所示。该方法的优点是捕获非常快，在无先验信息的情况下，只需一个码长周期就可以实现信号的捕获，不足之处是数据处理量大且硬件实现复杂。图3.5 伪码并行、载波并行原理框图3.3 信号跟踪3.3.1 载波跟踪技术在完成直扩信号的捕获后，收发扩频伪码相位差在一个码元之内，从而转入跟踪状态。由于载波频率和伪码相位并非精准已知的先验信息，所以必须建立非相干码环来对伪码进行跟踪接收，即伪码跟踪环是建立在码环结构基于载波频率未知这一假定基础上的。在载波偏离额定指数的某个确定范围内，这种码环必须能够承受并发挥作用。基于上述考虑，就普通直扩系统接收终端的信号跟踪而言，可以采用非相干全时间超前滞后结构形式的延迟锁定环DLL作为伪码跟踪环15。这种伪码跟踪环的相关运算采用了两个独立的相关器：超前码（早码）相关器和滞后码（晚码）相关器。输入信号分成两路：一路同超前本地参考码（早码）相关；另一路同滞后本地参考码（晚码）相关。相关结果再经过积分或累加、平方、加减运算完成鉴相16。伪码跟踪环原理框图如图3.6所示。图3.6 伪码跟踪环原理框图伪码跟踪环由码相关器、码环路滤波器、码NCO和码产生器4部分组成。其中，码相关器起鉴相的作用、输入的数字中频信号分为两路，和本地载波I、Q两路相乘后进入码相关器，分别和早、晚两路伪码进行相关，得到4路相关结果，作加减运算后得到相位误差信号。而相位误差信号经环路滤波后用于修正码NCO的频率控制字，使码NCO的输出频率按输入频率的动态变化。环路滤波器的作用不仅仅是滤除噪声，而且要能跟踪信号的动态。环路滤波器决定了伪码跟踪环的动态性能15。对于载波跟踪，可采用锁相环及科斯塔斯环实现，其作用是对伪码跟踪环的输出信号进行解调，得到数据信息，其中科斯塔斯环载波跟踪原理如图3.7所示。其由载波鉴相器、载波环路滤波器和载波NCO组成。输入信号经解扩后进入载波跟踪环，和本地载波I、Q两路进行混频，再分别经过低通滤波后相乘，得到相位误差信号，数据解调从I路输出16。图3.7 科斯塔斯环载波跟踪原理框图科斯塔斯锁相环和普通锁相环一样，对动态应力是敏感的，然而它们能产生最精准的速度测量值。对于给定的信号功率电平，科斯塔斯锁相环也提供差错发生最少的数据解调，因此是载波跟踪环最希望的稳态跟踪模式17。3.3.2 锁相环原理锁相环路是一个频率与相位的同步控制系统,其性能与同步系统的功能紧密相连。它的工作过程可用图3.8所示的组成框图来说明:图3.8 锁相环路组成原理在上图中,环路输入是信号与加性噪声n(t)之和。它与压控振荡器(VCO)的输出一起加到相乘器(此处为鉴相器PD)上,相乘器的鉴相作用产生一个误差电压,该电压的大小与波形变化取决于与之间的频率与相位的差值以及加性噪声n(t)。误差信号经环路滤波器(LP)处理后,可改变VCO输出信号的频率及相位,使之跟踪上输入信号的频率与相位。在VCO输出信号的表达式中,表示输入信号的频率与相位的跟踪估值。因此在无噪声时,当与取得一致,即可获得完全的同步18。随着数字电路技术的发展,尤其大规模集成电路及微处理器的广泛应用,锁相环路的各部件全用数字电路实现,称之为数字锁相环(DPLL)。全数字锁相环一般分为四类:(1)触发器型数字锁相环(FF一DPLL):利用一双稳触发器作数字鉴相器,分别受输入信号与本地受控时钟信号的正向过零点触发,产生的置位与复位脉冲之间的间隔就反映了相位误差19。(2)奈奎斯特速率型数字锁相环(NR一DPLL):在输入信号进入数字鉴相器之前先以奈奎斯特速率(固定速率的脉冲)进行抽样,然后与本地受控时钟进行数字相乘,产生数字式相位误差。(3)过零检测式数字锁相环(CZ一DPLL):环路用本地受控时钟脉冲对输入信号的过零点抽样,如不能正好在过零点抽样,则实际抽样值大小就反映着相位误差,可用来调节本地时钟信号的相位20。(4)超前滞后型数字锁相环(LL一DPLL):环路鉴相器逐周地比较输入信号与本地时钟信号相位,根据相位的超前或者滞后输出相应的超前或者滞后脉冲，用来相应地调节本地时钟相位21。以下为几种常用锁相环鉴别器的输出误差和特性：表3.1 常用锁相环鉴别器的输出误差及特性鉴别器算法输出相位误差特性在高信噪比时接近最佳，斜率与信号幅度成正比，运算量要求最低。在低信噪比时接近最佳，斜率与信号幅度的平方成正比，运算量要求中等。次最佳，但在高和低的信噪比时良好，斜率与信号幅度大小无关，运算量要求较高，并且必须核对，以区分出接近时的0误差。四象限反正切，在高和低的信噪比时最佳（最大似然估计器），斜率不依赖于信号幅度，运算量要求较高。一般情况下在直扩接收机中会使用科斯塔斯(Costas)载波跟踪环,这是因为对接收到的扩频信号作载频和码信号剥离之后,数据调制信号还保留着。如果I和Q信号的预检测积分时间不跨越数据的位过渡,Costas环对工和Q信号的180度相位翻转不敏感。Costas环特别的性质在于Costas鉴别器和在接收机预检测积分区中相对于接收机的自然时钟相位而言的相位调节能力22。为了防止积分跨越数据的过渡边界,需要有积分和累加功能的相位调节特性23。Costas锁相环鉴别器的输出相位误差和特性同纯PLL基本相似,前3个鉴别器与在纯锁相环中所用的鉴别器是完全相同的。第四种鉴别器,纯锁相环使用的是四象限反正切,而Cosats环鉴别器使用的是二象限反正切。四象限ATAN功能锁相环鉴别器在整个的输入误差范围内都保持为线性,而二象限Cosats鉴别器在半个输入误差范围内()保持为线性24。3.3.3 锁频环原理锁相环复现接收信号的准确相位,以完成载波剥离功能。锁频环(FLL)则复现近似的频率以完成载波剥离过程。因此也称锁频环为自动频率控制(ACF)环。扩频接收机的锁相环必须对I和Q信号中的180度翻转不敏感。因此，I和Q信号的采样时间不应跨越数据位的过渡。在初始相位截获期间，那时接收机并不知道数据过渡的边界在哪里，在完成位同步的同时，与相位锁定相比，一般来说更容易与接收到的信号保持频率锁定。这是因为锁频环鉴别器对于某些I和Q信号的确跨越了数据位过渡不那么敏感25。表3.2小结了几种锁频环鉴别器的输出频率误差及特性。表3.2 通用锁频环鉴别器 鉴别器算法 输出频率误差 特性 点交叉 在高信噪比时接近最佳，斜率与信号幅度成正比，适中的运算量要求。 在低信噪比时接近最佳，斜率与信号的平方成正比，运算量要求最低。 四象限反正切，最大似然估计器，在高与低信噪比时最佳。斜率与信号幅度无关，对运算量的要求较高。3.3.4 锁相环与锁频环的性能比较锁相环(PLL)具有较好的噪声性能，但对通信链路干扰的容忍能力较差，特别是受载体动态引入的多普勒频移影响较大。为适应载体的动态性，锁相环或科斯塔斯环必须具有相对宽的带宽，这意味着跟踪精度的降低，而当多普勒频移足够大，接收机的PLL将有可能不能保持稳定跟踪，从而导致载波跟踪失锁。科斯塔斯环与纯PLL环均能直接跟踪载波相位，通过载波鉴相器提取并输出相位估计误差，而锁频环(FLL)则直接跟踪载波频率，通过载波鉴频器输出载频频移估计量。通常，PLL直接对载波相位进行跟踪，当环路稳定闭环时具有较高的跟踪精度26。然而在高动态环境下，采用PLL跟踪的高动态扩频接收机必须承受环路带宽与动态性能之间的折衷，即噪声引入跟踪误差随环路带宽降低而增加，较难同时满足跟踪精度与动态性能的要求27。相比之下，非相干解调FLL跟踪则具有较好的动态性能，但跟踪精度却比PLL跟踪精度低，二者存在一定的矛盾。在高动态扩频接收机设计中，载波跟踪环的环路鉴相/频器与环路滤波器的选择也是存在矛盾的。为容忍接收机载体的动态效应，通常希望接收机鉴别器采用FLL直接跟踪频率变化、环路滤波器带宽应宽;而为了获得精确（低噪声）的积分载波相位观测量，则希望接收机鉴别器采用PLL直接跟踪相位变化，因而环路滤波器带宽应该较窄。实际设计中必须采用折衷的原则解决上述矛盾。由于载频频差不确定性的存在，直接捕获载波相位有较大的难度，而频率捕获却能够较快地消除大部分多普勒频移的影响。较理想的载波跟踪环是以FLL跟踪与较大的滤波器带宽闭合跟踪环路，然后转入科斯塔斯环跟踪，在容许预期动态影响的前提下，尽量采用窄的滤波器噪声带宽以维持环路的跟踪状态，当动态增强时，转入FLL跟踪，重复上述过程。即当动态性变化时，环路自动实现FLL与PLL跟踪方式的切换28。4 直扩系统的仿真分析4.1 设计参数在使用MATLAB软件进行直扩系统仿真时，所需要的所有参数如表4.1所示： 表4.1 设计参数参数数值信息码速率Rb1023bit/s采样频率fs16*10230HZ载波频率f20460HZPN码速率PN10230bit/s信道的信噪比SNR-10dB时间t1s4.2 直扩通信系统的原理框图 图4.1 直扩通信系统的原理框图10级线性反馈移位寄存器设计如下：本原多项式：初始状态：a9 a8 a7.a0=1 0 0 0 1 0 1 0 1 0设计原理图如图4.2所示： 图4.2 10级m序列原理图4.3 直扩通信系统的仿真分析一秒内生成的载波波形与信息码如图4.3所示：图4.3 载波与信息码波形将载波与信息码放大后的波形如图4.4所示，本文列举信息码的前十个码元为1 0 0 1 0 1 0 1 0 1。 图4.4 放大后的载波与信息码波形产生m序列，将信息码加入伪随机码进行扩频，如图4.5所示： 图4.5 m序列与扩频后信息码波形m序列与扩频后的信息码放大后的波形如图4.6所示： 图4.6 m序列与扩频后信息码放大后的波形图将扩频码极性转换后与载波相乘，得到BPSK信号，并进行傅里叶变换后得到BPSK的幅度谱和功率谱，如图4.7所示，由图可以看出，信号功率谱的主瓣宽度近似为2000HZ，近似于2倍的信息码元传输速率。 图4.7 BPSK时域波形和信号功率谱图放大后的波形如图4.8所示，可以清晰的看出载波反向点。 图4.8 放大后BPSK时域和幅度谱波形图将BPSK信号通过-10dB的高斯信道，得到加噪后的BPSK信号，如图4.9所示： 图4.9 BPSK功率谱与加噪后的波形图将加噪的BPSK信号进行傅里叶变换，得到其频谱图和功率谱图如图4.10所示： 图4.10 加噪的BPSK频谱图和功率谱图将伪随机码与载波相乘得到本地信号，再将加噪的BPSK信号与本地信号相乘并通过fir1滤波器，得到滤波后的波形。如图4.11所示： 图4.11 本地信号与滤波后的波形图放大后的波形图如图4.12所示： 图4.12 放大后的本地信号波形图将滤波后的波进行抽样判决，得出输出码，如图4.13所示： 图4.13 输出码波形图放大后的输出码波形如图4.14所示： 图4.14 放大后的输出码波形图4.4 直扩系统的抗干扰性能分析根据分析解调后得到的输出码元信号的误码率，可以判断在不同信噪比情况下直扩系统的抗干扰能力。本文计算出了从-50dB至0dB，间隔-10dB如图4.15所示，从仿真曲线可以看出，随着信噪比的降低，误码率越来越大，在0dB信噪比的情况下，此时的误码率为0。 图4.15 误码率曲线图5 同步仿真分析5.1 同步参数设计在上述直扩系统的条件下设计参数如表5.1所示： 表5.1 同步参数设计参数数值多普勒频移2000HZPN码延迟20个码元多普勒步进200HZ捕获时的判决门限0.1跟踪时的判决门限0.35.2 PN码的自相关性仿真按0.5个伪随机码片移位时m序列的自相关特性如图5.1所示： 图5.1 自相关特性曲线放大后的自相关波形图如图5.2所示，当移动的次数为850次时，输入信号与本地同步信号相差半个伪随机码，此时能够进入跟踪状态，因为移动次数为850