中频数字接收机技术PPT课件

.已知第一、第四届中频数字接收机技术，电子科技大学：王洪，2，4.1无线中数字信号的正交变换理论，现实中产生的物理可能的信号是实信号，本章提出将实信号正交分解成复信号，为什么要进行正交分解？ 不能直接利用现实的信号吗？3，有正交分解后的复信号为z(t )的实信号x(t )，根据该式子，该信号的极坐标表现为瞬时包络瞬时相位瞬时频率以及这三个参数恰好容易成为信号分析、参数测量和识别调制的基础。 这是解析显示实际信号的意思。4、从上述介绍可以看出信号正交分析表现的理由。 但是，如何正交地显示信号呢？我们了解到，实际信号的频谱具有共轭对称性。 因此，关于实际信号，仅取得其正频域部分或负频域部分，能够在不丢失信息的情况下完全描述该实际信号！ 然后，得到的新信号是复信号！ 我们可以从这方面着手吗？5、信号x(t )可以是正频域部分的频谱分量并且这些部分的频谱可以由复函数z(t )表示。 (f0的分量之所以加倍是因为z(t )与原信号能量相等。 通过引入步进滤波器，可以容易地求出将x(t)*h(t )称为x(t )的Hilbert变换。 可以看出实数的Hilbert变换是复数的，正交于原信号。 因此，为了正交分解实际的信号，只需要通过：8，4.1.1窄带信号的正交分解和模拟域来实现实际的窄带信号，其Hilbert可以表示为： w0(t )是载波频率分量，不包括有用的信息，从而可以简化表达式： 为了获得ZB，可通过实信号的正交基带变换、10、4.1.2数字混合正交化来实现，其中，数字混合实际上是数字化模拟信号后的正交分解。 图3有时称为正交采样处理，利用11，4.1.3多相滤波器的数字正交变换可以取输入信号以采样率fs进行采样：得到的采样序列为：12，根据上述公式得到：指令：13，即，同相分量xbi (xbi ) .14，但是，只有这些还不够！ 让我们分析一下xbi (n )和xbq (n )的光谱。 由上式可知，两者的频谱具有延迟系数，在时域中相当于一半的采样点。 若为此不一致，可以延迟过滤器解决。 15，延迟滤波器设计，延迟滤波器特性： 16，正交变换的多相滤波器实现， 17，4.2宽带数字接收机技术，宽带数字接收机的高效结构混合后结构最小公倍数结构2倍提取结构改善的CIC滤波器是根据CORDIC算法的NCO数据生成的基于下变频器的高效率结构而设计准则：降低混频器的操作速率以减少对降低滤波器的操作速率的DDC硬件资源的消耗.19、多相滤波器、21，(2)在最小公倍数结构和多相滤波器结构中，以周期d将数据分配到每一分支路径。 另外，当NCO周期为m时，分配给每个滤波器分支的NCO数据也具有周期性。、22，12345； 678910； 111213141516，NCO，例如：M=3andD=5，23，特殊情况下M=D，RF信号，(3)二次频率变换结构，25，26，二次频率变换结构模拟，输入信号形式： LFM信号中频： 200MHz带宽： 500 MHz 假设输出信号数据速率大于50MHz的采样速率在270MHz到400 MHz之间，M=D=4，采样速率为270MHz，第一振动数据：实部：虚部3360，1，0，-1，00，1，0，- 1，第二振动数据：周期为108 . 28，(4)2倍提取结构，带通取样定理：最佳取样速率：NCO数据：I路：q路：29，模拟：输入为中频300MHz，带宽100MHz的LFM信号，最佳取样速率为. 30，(5)几种结构的比较， 31，2，基于CORDIC算法的NCO数据的生成， 坐标旋转计算机算法(coordinatesotationdigitalcomputer )仅通过移位和加法计算正弦、馀弦、极坐标和直角坐标变换和逆变换、逆正切、矢量求法、逆弦、逆馀弦、开方等运算， 32 4.3信道化接收机的数学模型，上一节介绍的两种结构模型可以仅解调和接收单个信号或者有限数量的信号，并且首先需要知道在哪些信道上存在信号。 这种结构的潜在问题是：搜索或监视接收机的专用设备需要在整个带宽上进行搜索和监视，如果搜索速度不够快，信号会被泄漏或丢失。 因此，在本节中，研究基于多相滤波器组的信道化接收器能够实现全概率的信号监听。33、4.3.1数字滤波器组和信道化的基本概念、数字滤波器组是指具有共同输入、若干输出端子的滤波器组，如以下图所示。 显然，除了h0(n )可为低通滤波器以外，其它数字滤波器是带通滤波器或单边带通滤波器。34、重新信道化滤波器组的概念是，如果这k个滤波器是将宽带信号S(n )分成k个子带信号并输出的滤波器，则将该滤波器称为信道化滤波器。 可以获得、35、滤波器组中的每一个滤波器，首先设计低通滤波器，如右图所示：、36、重信道化滤波器组设计，显然以上的滤波器组是常规并行处理算法的实现框图。 这里，、37、实信道化滤波器组概念如果使用k个滤波器在正确的频带内将宽带实信号S(n )全部分割为k个子带信号后输出，则构成实信道化滤波器。 可以获得各滤波器组、38、各滤波器组的滤波器，首先，设计低通滤波器，如右图所示：39、实际信道化滤波器组设计，通过应用这些滤波器组，可以更简单地表示，并构成传统的并行处理算法以实现方框图、40，这个滤波器组可以将整个采样频带()划分为若干并行信道输出，监听和解调信号，以便随时随地(信道)接收信号，并且因此具有总概率监听能力，用于接收跳频、突发和自适应通信信号的理想接收本构成的缺点是信道数多时d值变大，低通滤波器的次数变大，实现效率低。 介绍一种高效的实现方法。 基于、41、4.3.2DFT滤波器群组的信道化接收器数学模型(重新信道化处理)，上述数字滤波器群组及后续提取可通过多相分解算法而减少运算量。提取之后： 42，由DFT滤波器组进行并行处理，hlp(l )多相分解表示： l=l*D k，k=0，1，D-1代入：由定义可知： 43，由DFT滤波器组进行并行处理，上述两个定义式： 44、由于DFT滤波器组进行的并行处理，Elpk(z )是hlp(l )多相显示xk(m )或x(n )的多路延迟提取的结果，因此处理结构为：45，由DFT滤波器组进行的并行处理，最后，yi，k(m )计算yi(m )通过DFT运算完成，具有高效的特性： 46、同样引入多相滤波器结构，在可信并行接收机的数学模型中，基于4.3.3DCT滤波器组的信道化接收机数学模型(可信道化处理)、47、可信道化DCT滤波器组处理、hlp(l )多相分解表示： l=l*2D k、k=0、1、2D-1代入在以2D提取比率提取之后：48、实际信道化DCT滤波器组处理，由定义可知：代入上述两个定义式：49实际信道化DCT滤波器组的处理，其中：50， 因为实际信道化DCT滤波器组的处理，Elpk(z )是hlp(l )多相表示，xk(m )是x(n )的多路延迟提取的结果，所以处理结构具有： 51，实际信道化DCT滤波器组的处理，最后用yi，k(m )计算yi(m )，用DCT运算完成，具有高效率的特性： 52实信道化DCT滤波器组接收机数学模型研究：在以上计算的信道输出中，只有前d个是对应信道的输出yi(m )。 其他处理方法：1)将实际信道视为再信道，使用再信道的处理方法。53、实信道化DFT滤波器组接收机模型、54、实信道化DCT滤波器组接收机数学模型研究：其他处理方法：2)将实信道正交地处理成复信号，并利用复信道处理方法。 此时，因为信道带宽是原始真实信号的一半，所以2D提取。.55、4.4特殊结构信道化接收器、信道化接收器结构多相DFT结构WOLA结构树结构信道化IFM数字接收器、56、1、信道化接收器结构、57、(1)多相DFT结构、多相DFT结构的普及形式：58多相DFT结构的模拟60，61，(2)WOLA结构，短时傅立叶变换：62，WOLA结构的计算顺序：63，WOLA结构模拟：64，65，(3)树结构，滤波器特性，66，半带通滤波器，多相滤波器，67， 树结构的仿真，68个示例：对比多个信道化接收器结构、69、2、信道化IFM数字接收器、70、瞬时幅度、瞬时相位、瞬时频率、信道估计、仿真、71、图6-22输入信号和频谱、图6-23输出信号和频谱， 图6-25信道3的瞬时振幅和瞬时频率图6-24信道2的瞬时振幅和瞬时频率，72， 4.5宽带数字接收机的系统实现，输入信号格式： LFM信号带宽： 30/50/100MHz载波频率： 200/300MHzADC分辨率： 12位动态范围： 50dBI/Q幅度失配： 0.1dBI/Q相位失配： 0.2， 系统指标要求3: AD12400技术参数：最高采样率： 400MSPS最大分辨率： 12位信噪比： 62dB无浮动动态范围： 69.5dBc模拟输入带宽： 500MHz输入电压范围：3.3Vp-p，设备选择器3360，FBC ADC芯片： AD12400、73、1，30 MHz带宽数字接收机方案、74、75、2，50 MHz带宽数字接收机方案、76、3，100 MHz带宽数字接收机方案、77、4、数字接收机的实现、78、5、数字接收机方案振幅不匹配测试，相位不匹配：振幅不匹配： 动态范围和灵敏度测试，79，动态范围： 58dB灵敏度：-45dBm相位失配：0.05幅度失配：0.03dB，30MHz频带数字接收机测试结果，80，50/100mhz频带数字接收机的测试结果动态范围： 55dB灵敏度：-40dBm相位失配：0.025dB、81，接收机实物视图、82、1，动态范围，灵敏度和增益的折衷，动态范围为接收机设计动态范围是接收机带宽越宽，越可测量接收系统能够适配的最高等级和最低等级信号的1dB增益压缩点的动态范围、无虚假信号的动态范围、三阶互调制动态范围等，越可能遭受噪声干扰。 如何获得足够的动态范围是射频设计的核心问题之一，接收机的灵敏度表示接收机接收弱信号的能力，并且由接收机通常能检测到的最小信号功率表示。 接收器灵敏度越高，可接收的信号越弱，雷达的作用距离越远，则可感测的目标越小，这是由于接收器灵敏度受到限制的因素，因而存在4.5数字接收器的动态范围83、用于增加灵敏度的措施：减小接收器的噪声系数，并使用低噪声设备进行量化有效位的ADC高采样率的另一种提高最小滤波器带宽的方法是：需要灵敏度、动态范围和增益的权衡以及高灵敏度的大增益，其中增益越高，三维截点越低，可以检测的最大似然高灵敏度指的是小动态范围，其是一种有效的解决方案：可变增益、84、2、设计实例、85、86 3、AGC模型和环路分析：输出信号的能量表示：输出信号的绝对值输出信号的均方、重复模型：滤波器的重复运算、重复方法，求出控制电平。 87、环路方程式：收敛条件：迭代次数：88、4、大动态数字接收器的设计与仿真、方案1 :固定衰减器、方案2 :控制增益放大器(VGA )带宽： 600MHz增益可调范围： 45dB步骤：3dB数字接口、ad87 89、90，TRANSTECH宣布Quixilica系列的IP核心，其信道数达到511，提取倍数为164，滤波器系数可变，在Xilinx公司的FPGA芯片上运行。RFEL34公司发布了FC系列。 FC104可以同时接收具有4路250MHz采样的数据，其中数据率可达到1GSPS，提取倍数为2到16 k，输入数据比特宽为16比特，输出数据比特宽为16到24比特。 RFEL最先进的产品是信道化接收机的IP核，该公司实现了多种信道化接收机结构，其中PFT和TPFT结构申请专利，信道数达到1024。 4.6DDC设备的发展和应用，91、Pentek公司的产品复盖了窄带和宽带的频率范围。 该公司推出了Model系列的几十种硬件平台，DDC产品是一系列的IP核心。 其中Model6826具有2 GSPs/10比特ADC和1 GB DD-rsdram，输出是4路FPDP接口，每个电路的输出数据率达到400MSPS。 Model6822采用2