放大器设计PPT课件

1、1,第8章 放大器设计,放大器的基本原理 单级晶体管放大器设计 MIC介绍 射频与微波功率放大器,2,7.1 放大器的基本原理,1. 历史简述 目前为止，我们已讨论过的元件和电路都是线性和无源的，但在实际的微波系统中，总是需要使用某种非线性的和有源的元件，包括晶体二极管、三极管以及真空电子管器件，可被用于信号检测、混频、放大、倍频、开关以及用作微波和RF信号源。 早期无线电工作中，最早的检波二极管是触须式晶体检波器。用做检波器和放大器的真空电子管的出现使绝大多数无线电系统摒弃了这一元件，但后来Southworth在20世纪30年代进行的波导实验仍使用了晶体检波器，因为在那个年代电子管检波器达不

2、到如此高的频率。在20世纪20年代，为无线电应用还首先开发了变频和外差接收。随后，在二次世界大战期间，MIT辐射实验室把这些相同的技术应用到了微波雷达接收机的设计中，且采用晶体管检波器作为混频器，直到20世纪60年代微波固态器件出现重大进展之后，它才不再风光。人们发明了PIN二极管，并把它用于微波开关和相移器中。在1952年，Shockley开发出了场效应管（FET），并且第一批FET是制作在硅片上的。第一批微波GaAs FET开发于20世纪60年代后期,3,此后，微波电路朝单片微波集成电路（MMIC）趋势发展，即把传输线、有源器件和其他元件集成到单片半导体基片上。第一批单一功能的MMIC是在

3、20世纪60年代后期发展起来的，但更为复杂的电路、诸如多级FET放大器、3比特或4比特相移器、整体的发射接收雷达模块以及其他电路，现在已可加工成MMIC。当前的发展趋势是有更高性能、更低价格和更高复杂度的MMIC。 在近代RF和微波系统中，放大是最基本和广泛存在的微波电路功能之一。早期的微波放大器依赖于电子管（诸如速调管和行波管）或基于隧道二极管或变容二极管的负阻特性的固态反射放大器。但自20世纪70年代以来，固态技术惊人的进步和革新，导致今天大多数RF和微波放大器均采用晶体管器件，诸如Si或SiGe BJT, GaAs HBT, GaAs或InP FET，或GaAs HEMT。微波晶体管放大

4、器具有结实、价格低、可靠和容易集成在混合和单片集成电路上等优点，并可在频率超过100GHz范围内，于需要小体积、低噪声系数、宽频带和中小功率容量的场合应用,4,2. 放大器二端口功率增益 放大器的增益和稳定性分析基于其二端口S参量。 二端口功率增益定义 功率增益：G=PL/Pin是耗散在负载ZL的功率与传送到二端口网络的输入端功率之比，与ZL有关，而与Zs无关。 可用增益：GA=Pavn/Pavs是来自二端口网络的可用功率与来自源的可用功率之比，求可用功率时，假定源和负载均共轭匹配，且与Zs有关，但与ZL无关。 变换功率增益：GT=PL/Pavs是传送到负载的功率与来自源的可用功率之比，它与Z

5、s和ZL均有关,图11.1 带有常规源和负载阻抗的二端口网络,5,若输入和输出都与二端口共轭匹配，则增益最大，且G=GA=GT.。 三种功率增益的表示式： 功率增益 可用功率增益 变换功率增益 与衰减定义的比较 工作衰减LA：LA=Pavs/PL为来自源的可用功率与负载吸收功率之比，因此LA=1/GT。 插入衰减Li：Li=PL0/PL为网络插入前负载吸收功率与网络插入后负载吸收功率之比,11-1,11-2,11-3,6,工作衰减LA与插入衰减Li间相差一个常数 可见，当Zs=ZL时，LA=Li。 变换功率增益在输入输出皆匹配时（Gs= GL=0），GT=|S21|2。此外若S12=0（或小到

6、可以忽略），变换功率增益称为单向变换功率增益GTU： 二端口功率增益的进一步讨论 单级晶体管放大器可以用图11.2所示的电路模拟对于放大器的,11-4,11-5,图11.2 常用的晶体管放大器电路,7,设计，最有用的增益定义是(11-3)所示的变换功率增益，该式考虑了源和负载均失配的情况，从(11-3)出发可定义输入匹配网络、晶体管自身和输出匹配网络的有效增益系数： 若晶体管是单向的，即S12=0（或小到可以忽略），则Gin=S11, Gout=S22 ，单向晶体管增益GTU =GsG0GL,输入(11-6a,晶体管(11-6b,输出(11-6c,11-7a,11-7b,11-7c,8,上面这

7、些结果是用晶体管的S参量推导出来的，它还可以依据晶体管等效电路来获得增益的表达式。比如依据GaAs FET等效电路可计算其共轭匹配条件下单向变换功率增益GTU，如图11.3所示： 该式表明共轭匹配FET放大器的增益是按1/f2（或者6dB/倍频程）下降的有趣结果,图11.3 单向FET等效电路和用于计算单向变换功率增益的源和负载终端,11-8,9,3. 稳定性及稳定性圆 如图11.2所示的电路中，假如输入或输出端口阻抗中有负实部，则该电路有可能发生振荡，这意味着|Gin|1或|Gout|1。因为Gin和Gout依赖于通过匹配网络提供的GS和GL，可定义两类稳定性： 无条件稳定：假如对所有无源信

8、号源和负载阻抗，有|Gin|1或|Gout|1，则此网络是无条件稳定的。 条件稳定：假如仅对某些确定范围的无源信号源和负载阻抗，则有|Gin|1或|Gout|1，则此网络是条件稳定的，这种情况也称为潜在的不稳定。 稳定性圆 假如放大器是无源稳定的，则,11-9a,11-9b,10,若该器件是单向的（S12=0），则这些条件可简化为|S11|1和|S22|1。用Smith圆图可方便地求出GS和GL值的取值范围并画成输入和输出稳定性圆（Stability Circles）。 稳定性圆的定义：|Gin|=1或|Gout|=1在GL (或GS)平面上的轨迹。所以该稳定性圆确定了稳定的和潜在不稳定的GL

9、 和GS之间的边界。 注意：对于无源匹配网络必有|GS|1和|GL|1，因此稳定性工作点必位于Smith圆图的单位圆内。 由(11-9a)表示的|Gin|=1得条件为 经过复数运算可得输出稳定性圆方程,11-10,11-11,圆心,半径,11-12a,11-12b,11,将S11和S22互换，可获得输入稳定性圆的相似结果 输入稳定性圆一侧将有|Gout|1；同样，输出稳定性圆一侧有|Gin|1。因此仍需确定Smith圆图上哪个区域代表|Gin|1或|S22|1，则该放大器不可能是无条件稳定的，因为总能选取具有Z0的源或负载阻抗使GS=0或GL=0，引起|Gout|1或|Gin|1；若器件是条件

10、稳定的，则GS、GL的工作点必须选择在稳定区域，并最好在几个接近设计频点检查其稳定性,圆心,半径,11-13a,11-13b,11-14a,11-14b,12,图11.4 条件稳定的器件的输出稳定圆稳定区域图示 (a) |S11|1,13,无条件稳定的检验 稳定性圆可用于确定条件稳定放大器电路的GS和GL 区域，事实上可用K-法来校验放大器是否处于无条件稳定： 这两个条件组合是无条件稳定的充分必要条件，即若器件的S参量满足K-检验标准，则为无条件稳定，否则即为条件稳定。此外，若器件是无条件稳定的还须满足前提|S11|1，则该器件无条件稳定，并且，较大的m值意味着较大的稳定性,11-15a,11

11、-15b,11-16,14,例1】一个GaAs FET在频率为2GHz、偏置电压为Vgs=0时的S参量为（Z0=50ohm） 试检验其稳定性，并在Smith圆图上画出稳定性圆。 【解】 有 ，但K1 ，因此为条件稳定，稳定性圆的圆心和半径,15,图11.5 例1中的稳定性圆,16,7.2 单级晶体管放大器设计,1. 最大增益设计（共轭匹配） 若晶体管给定，变换功率增益GT中的晶体管有效增益系数G0是固定的，放大器的总增益由匹配节的增益GS和GL控制，若满足 且假定匹配节无耗，则变换增益有最大值 输入输出匹配节需同时匹配,11-17a,11-17b,11-18,11-19a,11-19b,17,

12、解出GS和GL得 变量B1,C1,B2,C2定义为 只有平方根内的数为正时，式(11-20)才可能有解，因为此时这等效于K1,11-20a,11-20b,11-21a,11-21b,11-21c,11-21d,18,当S12=0时，GS=(S11)*, GL=(S22)*,此时最大变换功率增益为 【注记】源和负载与晶体管共轭匹配时，(11-18)定义的变换功率增益方有最大值。若晶体管是无条件稳定的，则GTmax还可表示为 若器件是条件稳定的，则最大增益提供的结果不是很有意义，因为K1时源和负载不能同时共轭匹配。此时可定义最大稳定增益，即(11-23)中K=1时的最大变换功率增益 最大稳定增益提

13、供了一种用于比较在稳定工作条件下各种器件增益的方便方法,11-22,11-23,11-24,19,例2】共轭匹配放大器设计：用单短截线设计一个在4.0GHz的最大增益放大器，计算和画出35GHz内输入回拨损耗和增益的变化。GaAs FET有下列S参量（Z0=50ohm） 【解】Step 1. 判断管子的稳定性 可见满足无条件稳定的。 Step 2. 求满足最大增益时的GS, GL以及最大总变换增益,20,有效增益系数为 则总变换增益为 Step 3. 由已求解出的GS, GL结合Smith圆图求解输入输出匹配电路 圆图求解过程见图11.6所示，晶体管放大器的电路设计和频率响应如图11.7所示。

14、图11.7(a)示出了RF电路图，利用CAD软件包可以计算器频率响应，如图11.7(b)所示，由图知，在4GHz处预期的增益是16.7dB，有很好的回波损耗，增益下降1dB的带宽约为2.5,21,图11.6 例2中用于输入匹配网络设计的Smith圆图,22,图11.7 例2中放大器的电路设计和频率响应 (a) RF电路 (b) 频率响应,23,2. 等增益圆和固定增益的设计 在许多实际情况中，更可取的设计是使增益小于可获得的最大增益，以便扩展带宽或者获得放大器增益的设定值，也即为了降低总增益要故意引入失配，这可通过设计所需增益的输入输出匹配节来完成。通过在Smith圆图上画出等增益圆，可使设计

15、过程简便，等增益圆代表给定固定增益(GS和GL)值的GS和 GL轨迹。此处我们的讨论涉及单向器件的情况。 对于单向器件，|S12|=0(或小到可以忽略)，这可极大简化设计过程。将|S12|近似为零引起的变换增益误差由GT/GTU给出。这个比值的界限可表示为 式中U定义为单向品质因素 实际设计时，若U0.12，计算功率增益误差不超过1dB,11-25,11-26,24,单向情况下GS和GL由式(11-7a)和(11-7c)所示 GS=(S11)*, GL=(S22)*时，该增益是最大的，求出该最大值为 由此可定义归一化增益系数gS和gL为 且有 和,11-27a,11-27b,11-28a,11

16、-28b,25,对于固定的gS和gL值，(11-28)代表在GS和GL时平面上的圆。 输入节的圆心和半径为 输出节的圆心和半径为 每个圆族的中心位于沿着(S11)*和(S22)*的辐角给出的直线上。注意，当gS(或gL)=1时(最大增益)，正向预期的那样，半径RS(或RL)=0，而圆心约化为(S11)*和(S22)*。利用这些结构便可画出输入节和输出节的一系列等增益圆，沿着这些增益圆来选择GS和GL以得到所需要的增益。选取的GS和GL不是唯一的，但为了达到最小失配并得到最大带宽，可选择那些靠近Smith圆图中心的工作点,11-29a,11-29b,11-30a,11-30b,26,例3】固定增

17、益放大器设计：用单短截线设计一个在4.0GHz处增益为11dB的放大器，画出GS=2dB和3dB以及GL=0dB和1dB的等增益圆。计算和画出从3GHz至5GHz范围内的输入回波损耗和总放大器增益，FET有下列S参量(Z0 = 50 ohm) 【解】因为S12=0以及|S11|1和|S22|1，可判定此晶体管是单向和无条件稳定的。由(11-27)知最大匹配节增益为 失配晶体管的增益为 所以最大单向变换增益是,27,由(11-28、29、30)可计算出等增益圆的相关数据为 作出相应的等增益圆如图11-8(a)所示。对于总放大器增益为11dB的要求，可选择GS=2dB和GL=1dB。然后，沿着这些

18、圆选择GS和GL，使其距圆心的距离最小，如图所示GS和GL分别位于120和70的径向线上，可读出GS=0.33exp(i120)和GL=0.22exp(i70)，从而可用并联开路短截线法进行匹配（同例题11.2相同）。 放大器的电路如图11.8(b)所示，利用CAD软件包和所给出的S参量数据的插值计算响应，结果如图11.8(c)所示，从图可知在4.0GHz达到所希望的增益11dB，增益变化正负1dB的带宽约为25%，这明显的好于例题11.2中设计的最大增益带宽；而回波损耗不是很好，在设计频率处仅为5dB，这是由于为了达到设定的增益，在匹配节有意引入了失配,28,图11.8 例3中晶体管放大器的

19、电路设计和频率响应 (a) 等增益圆,29,图11.8 例3中晶体管放大器的电路设计和频率响应 (b) RF电路 (c) 晶体管增益和回波损耗,30,3. 低噪声设计 噪声决定了使接收机可靠检测到最小信号的门限。噪声可源于外部源再传递到微波系统，或由系统本身产生。一般而言，任意元件在高于热力学温度时的热振动等随机过程，会产生噪声功率,图11.9 某放大器动态范围定义,噪声本底,动态范围,饱和区,31,微波系统中含噪声的元件以噪声温度和噪声系数来表征，两者之间可相互转化。 如热力学温度下的电阻，其端电压均值为0，但电压均方根值vn不为零 假定再接一个负载电阻R，则在带宽B内传送到负载的功率为,图

20、11.10 一个有噪电阻上产生的随机电压,11-31,11-32,32,若某种噪声源（热的或非热的）的噪声功率不是频率的强函数（白噪声），该噪声源即可用等效噪声温度为Te、数值为R的有噪电阻代替，该噪声源含有固定带宽B，B为元件或系统的带宽。 对于带宽为B和增益G的有噪放大器，其等效噪声温度定义过程如图11.12所示,图11.11 任意白噪声源的等效噪声温度,图11.12 有噪放大器的等效噪声温度 (a)有噪放大器 (b) 无噪放大器,33,噪声系数表征元件输入和输出之间的信噪比递降的一种度量 确定有噪网络的噪声系数图为 【注记】1.噪声系数是对匹配输入源定义的 2.噪声源是由在温度T0=29

21、0K下的电阻组成的 3. 噪声系数只适用于线性系统,11-33,图11.13 确定有噪网络的噪声系数,11-34,11-35,34,噪声系数还可表示为 Gp为网络的功率增益；NnA0=GpNi为标准输入额定噪声功率通过“理想线性网络”后，在输出端呈现的噪声功率，可见噪声系数与信号无关，它的确是线性网络噪声性能的量度。 总输出噪声可分成输入噪声和内部噪声两部分 NnB0是线性网络的内部噪声等效到输出端的额定噪声功率，于是噪声系数还可表示为 可见内部噪声越大，F越大，理想线性网络F=1,11-36,11-37,11-38,35,对于如图11.14所示的级联系统，其噪声系数和噪声温度分别为 若推广到

22、任意多个级，则有,11-39,图11.14 级联系统的噪声系数 (a) 两个级联的网络 (b) 等效网络,11-40,11-41,11-42,36,例4】计算图11.15所示的无线接收机前端的总噪声系数。假设从馈线天线来的输入噪声功率是Ni=kTAB，其中TA=150K，求输出噪声功率(dBm)。假如要求接收机输出处的最小信噪比为20dB，问能加到接收机输入处的最小信号电压应为多少？设定系统是在温度T0下，其特征阻抗为50ohm，中频带宽为10MHz。 【解】首先执行dB至数值的转换 利用(11-39)可计算出总的噪声系数为,图11.15 例4无线接收机前端框图,37,利用(11.35)可由总

23、噪声系数转化为总系统的等效噪声温度 系统的总增益为G=(10)(0.79)(0.5)=3.95。从而可求出输出噪声功率 对20dB=100的输出信噪比(SNR)，输入信号功率有 对于50ohm的系统特征阻抗，这对应于输入信号电压,38,对于如图11.16所示的无源二端口网络，其二端口的可用输出噪声功率为 Nadd是网络内部产生的噪声功率，而G21是可用功率增益 网络的可用增益不依赖于负载失配GL。 由于网络处在热力学平衡状态下，此时N2=kTB。于是 则网络等效的噪声温度为 网络的噪声系数为,11-43,11-44,11-45,11-46,39,图11.16 阻抗不匹配的无源二端口网络。网络处

24、于温度T下,图11.17 在温度T下的有耗传输线，输入端口处阻抗失配,40,对于源端不匹配的情况，如图11.17所示 特征阻抗Z0的有耗线散射矩阵为 于是从端口2向源方向看去的反射系数为 于是可求出可用功率增益为,11-47,11-48,11-49,11-50,41,于是失配有耗线的等效噪声温度为 【讨论】 当Gs=0时，Te=(L-1)T 假如L=1，传输线为无耗的，则Te=0，而不论源端是否失配； 若线是有耗且失配的，此时L1和|Gs|0，则(11-47)中给出的噪声系数大于Te=(L-1)T，因为源端阻抗的失配会将从负载端反射回来的部分噪声功率再次反射回负载。 噪声系数与负载无关，但与源阻失配有关,11-51,42,在整个系统的噪声特性上，接收机的前端的第一级起着决定性的作用，对于一个放大器通常不可能同时获得最小噪声和最大增益，须进行某种程度的兼顾。为了在噪声系数和增益之间进行有用的折中，可利用等增益圆和等噪声系数圆来完成。 二端口放大器的噪声系数定义为 式中Ys=Gs+jBs表示呈现在晶体管处的源导纳 Yopt表示得出最小噪声系数的最佳源导纳 Fmin表示当Ys=Yopt时获得的晶