电流源和电压源电路-

1、 电流源和电压源电流源和电压源 2021/3/102 电流源电流源 电流源是电路的基本元件，它是一种二 端元件。电流源的内阻相对负载阻抗很 大，负载阻抗波动不会改变电流大小。 在电流源回路中串联电阻无意义，因为 它不会改变负载的电流，也不会改变负 载上的电压。在原理图上这类电阻应简 化掉。负载阻抗只有并联在电流源上才 有意义，与内阻是分流关系。 2021/3/103 由于内阻等多方面的原因，理想电流源 在真实世界是不存在的，但这样一个模 型对于电路分析是十分有价值的。实际 上，如果一个电流源在电压变化时，电 流的波动不明显，我们通常就假定它是 一个理想电流源。 2021/3/104 电流源的基

2、本性质电流源的基本性质 电流源有两个基本性质： (1)它发出的电流是定值，或是一定的时 间函数，与两端的电压无关。 (2)电流源的电流是由它本身确定的，至 于它两端的电压则是任意的。 2021/3/105 基区宽度调制效应基区宽度调制效应 这是BJT在较大工作电压时所出现的一种现象。 因为BJT在放大状态工作时，集电结上的反偏电压（ 直流电压+交流电源）是变化的，则集电结的势垒厚 度也将随着变化，这就会导致基区宽度发生变化； 这种由集电结电压而引起基区宽度发生变化的现象 ，最早是由Early提出并加以说明的，故称为Early效效 应应（爱里效应），又称为基区宽度调制效应。 势垒就是势能比附近的

3、势能都高的空间区域，基本 上就是极值点附近的一小片区域。 电流源电路是提供恒定电流的一类电子线路，它广泛应 用于各种功能电路中。 对电流源电路的要求： 1、提供电流 IO ，并且其值在外界环境因素（温度、电源 电压等）变化时，力求维持稳定不变。 2、当其两端电压变化时，应该具有保持电流 IO 恒定不变的 恒流特性，或者说电流源电路的交流内阻 RO趋于无穷。 一、镜像电流源电路 1、基本镜像电流源电路： 如图所示 电路结构： T1 与 T2 应该选取参数完全匹配的 晶体三极管。 T1 T2 VCC iC2= IO iC1 IR R 其中，T1 的集电极和基极相 连，接成二极管的形式，并且 由VC

4、C 通过R 提供电流 IR 。 分析： （1）、精度和热稳定性 根据电路有： 21BEBE vv 当忽略基区调制效率应时： T BE V v SC eIi 或表示为 S C TBE I i Vvln 所以上式可等效为 2 2 1 1 S C S C I i I i 1 1 2 2C S S C i I I i T1 T2 VCC iC2= IO iC1 IR R 由于 OC Ii 2 而 IS 与发射结面积成正比，因此有 1 1 2 2C E E OC i S S Ii 当 12EE SS 时则 OCC Iii 12 由此式可以看出T1管的电流I1 等值得转移到 T2 管中。 当 12EE S

5、S时， T1 管电流 I1 则加权地转移到 T2 管中，加权因子为 发射结面积比值。 根据电路还可知： R VV I onBECC R )( T1 T2 VCC iC2= IO iC1 IR 211BBCR iiiI 若T1 与 T2 的参数完全匹配， 当 、 12EE SS 时： 21 21 21 CC BB ii ii已知 21CCO iiI 所以 21 22 BOBOR iIiII 21 22 BOBOR iIiII 21 22 C O C O i I i I O O I I2 故 RO II 2 1 1 R I 2 ) 2 (1 2 1 ) 2 1 ( R I 显然，IR 是由 VCC

6、 通过 R 提供的，它是电流源电路的 参考电流，只要 IR 确定后，IO 也就被确定。 ) 2 1( RO II 从此式可以看出：它们之间不是严格满足镜像关系，而 是由有限的值产生误差，这个误差随值的增大而减小。 同时IR 又与VBE(on) 有关，而值和VBE(on) 又是温度敏感 的参数，因而造成 IO 的热稳定性下降。 只有当2 )( 、 onBECC VV时 RO II R V I CC R 才能忽略温度以及离散性的影响。 在高精度电流源中还必须考虑基区宽度调制效应的影响， 当计入基区宽度调制效应时： )1 ( A CE V v SC V v eIi T BE )1()1( 2 2 2

7、 1 1 1 A CE S C A CE S C V v I i V v I i 1 11 22 2 )( )( C CEAS CEAS C i vVI vVI i 1 11 22 )( )( C CEAE CEAE i vVS vVS 当 12EE SS 时， 已知 )(1onBECEQ VV R onBEA CEQA C E E CO I VV VV i S S iI)( 2 1 ( )( 2 1 1 2 2 可见计入基区调制效应后，进一步降低了IO 的精度和热 稳定性。 通常 AonBE VV )( 若满足 ACEQ VV 2 则可忽略基区调制效应的影响。 （2）、恒流特性： 为了保持恒

8、流特性，应该增大 RO 。 根据电路得： 2ceO rR R rerbe gmvbe rce2 T1 T2 VCC iC2= IO iC1 IR R 2、减小、减小值影响的镜像电流源电路值影响的镜像电流源电路 如图所示 与前面介绍的电流源不同的 是，用T3 管代替 T1 管的集电极 与基极的短路线。 此电路是利用T3 管的电流放大作 用，以减小 iB1、iB2 对IR 的分流，使 iC1 更接近 IR ，从而有效的减小了IR 转换为iC2 过程中由于有限的值引入 的误差。 T1 T2 VCC iC2= IO iC1 IR T3 iE3 iB1 iB2 iB3 R 根据电路有 13CBR iiI

9、 1 3 3 E B i i 因为 213BBE iii 321 若 21BBB iii 21CCO iiI 故 BBBE iiii222 213 则 注意：此时电路中的 iE3 不能过大，否则会引起 iB1、iB2 过 大，导致饱和失真。 T1 T2 VCC iC2= IO iC1 IR T3 iE3 iB1 iB2 iB3 R 1 1 1 2 C C i i O O I I )1 ( 2 O I ) 1 )1 ( 2 ( 所以 ) 1 )1 ( 2 1 ( RO II RR II 2 2 2 1 3 1 C E R i i I 1 1 1 2 C B i i 在实际的电路中，为了避免T3

10、管因工作电流过小，而 引起值的减小，并且又不能增大iB3 ，一般都在T3 管的发 射极上接一个适当的电阻RE ，则 iE3 的电流为： E onBE E R V i )( 3 使 iE3 适当的增大。 T1 T2 VCC iC2= IO iC1 IR T3 iE3 iB1iB2 iB3 RE3 R 3、比例式镜像电流源、比例式镜像电流源 在实际应用中，经常需要 IO 与 IR 成特定比例关系的镜 像电流源电路。 实现这种比例关系的 电路可以从两方面着手： （2）、在两管的发射极上串接不 同阻值的电阻。 （1）、改变两管的发射结面积， 前面介绍过 时的情况。 12EE SS T1T2 VCC i

11、C2= IO iC1 IR R R2 R1 iE1iE2 如图所示 根据电路有 222111 RivRiv EBEEBE 设 SSS III 21 并忽略基调效应。 则有 112221 RiRivv EEBEBE 因为 2 2 1 1 21 lnln S C T S C TBEBE I i V I i Vvv 2 1 ln C C T i i V 1122 RiRi EE 故 1122 2 1 lnRiRi i i V EE C C T T1T2 VCC iC2= IO iC1 IR R R2 R1 iE1iE2 （根据PN结的伏安特性） 当值足够大时， OCE Iii 22 11CE ii

12、所以 112 1 lnRiRI I i V CO O C T O CT CO I i R V i R R I 1 2 1 2 1 ln 若 iC1 对 IO 的比值不太大时，例如、 10 1 O C I i 3 .2ln 1 O C I i 则mVmV I i V O C T 8 .593 . 226ln 1 T1T2 VCC iC2= IO iC1 IR R R2 R1 iE1iE2 并且满足时 O C TC I i VRi 1 11 ln 1 2 1 CO i R R I 当值足够大时， RC Ii 1 所以 RO I R R I 2 1 则有 RR VV I onBECC R 1 )(

13、T1T2 VCC iC2= IO iC1 IR R R2 R1 iE1iE2 RO I R R I 2 1 由此式可知：只要改变两个电阻的比值，就可得到 IO 对IR 的不同比例关系，为了保证 IO 的精度，除了增大值 外，还应该限制 IR 对 IO 的比值，应该满足： O C TC I i VRi 1 11 ln O R TR I I VRIln 1 或 的条件。 对 T2 管来说，接入R2 后，还可以增大输出的交流电 阻RO ，可以改进恒流特性。 4、微电流源电路、微电流源电路 微电流源电路：能够提供微安量级电流的电流源电路。 在前面所介绍的三种电流源电路，很难满足输出微安 量级的电流，即

14、使能够满足，则需要R 或 R2 的电阻值很大， 这又不符合集成工艺。 T1T2 VCC iC2= IO iC1 IR R R2 iE2 通过对比例电路分析可知 O CT CO I i R V i R R I 1 2 1 2 1 ln 若令：R1 =0 则 O CT O I i R V I 1 2 ln O RT I I R V ln 2 2021/3/1024 由图可知： 2021/3/1025 5、威尔逊电流源 为了提高电流源的传输精度，可采用如图所示的威尔逊电流源。 威尔逊电流源是根据负反馈原理制成因而具有良好的温度特性和 很高的输出电阻。假定由于温度或负载的变化使IO=IC3 加大，则I

15、E3也随之增加，它的镜像电流IC1跟着增加 ，使 UC1=UB3下降，IB3减小，使IO基本保持不变。 2021/3/1026 2021/3/1027 6.多路恒流源电路 上述的基本电流源和比例电流源都可以连续成多路恒流源, 多路恒流源是采用一个基准电流IR供给多个恒流输出，其电路 如图339（a）所示。在图339（a）中，若管子特性一致， 则各路输出电流相等，即 基准电流IR与各级输出电流的关系为 2021/3/1028 由于所有各管的基极电流均由基准电流IR提供,因此输出电 流Io与基准电流IR的偏差为（n+1）IB, n值越大，偏差越大。为 了使Io与IR尽量接近相等，可采用图339（b

16、）所示电路。电路 中，采用了晶体管To作为缓冲级，此时基准电流IR与各级输出 电流的关系为 可见，输出电流Io与基准电流IR的偏差值比图339（a）电路 减小了 倍。 在集成电路中，多路恒流源可采用多个集电极晶体管来实现， 如两路电流源可用图339（c） 所示电路来实现。可以推得，它的电路功能与图339（a）电 路n=2时是一致的。 7、MOS管镜像电流源电路管镜像电流源电路 （1）、基本镜像电流源电路 T1T2 VSS IR IO ID1ID2如图所示 要求 T1 与 T2 管的性能参数 匹配，并且工作在饱和区。 根据电路可知： 21GSGS VV 因为 2 )(1 1 1 1 )( 2 t

17、hGSGS on D VV l WC i 2 )(2 2 2 2 )( 2 thGSGS on D VV l WC i 所以 T1T2 VSS IR IO ID1ID2 1 1 2 2 )/( )/( DD i lW lW i 已知 OD Ii 2 当 时： 21 )/()/(lWlW RD Ii 1 12DD ii即 RO II （2）、动态电流镜）、动态电流镜 如图所示 T1T2 IR IO ID1ID2 S Cgs 在MOS管镜像电流源电路 中接入开关 S ， 设、S 闭合时，T2 管的输出电流为 IO ， 产生IO 所需的栅源电压 为VGS2 ，这个电压储存 在栅源极之 间的电容Cgs

18、上，则当 S断开时，由于MOS管的栅极电流几 乎为零，而Cgm 又无放电回路，因此，其上的电压几乎不变， 结果是 T2 管的输出电流继续维持在 IO 上。 这种电流存储效应，显然是MOS管镜像电流源电路所 特有的性能。 电路还可以改进为如图所示的电路： S1 S3 S2 T II IO=II Cgs 结构 由一只MOS管T 和三只开关S1 、 S2 、S3 组成。 工作原理 当 S1 与 S2 闭合时， S3 断开，此时T 管作为电流源的参 考支路，其栅极和漏极连在一起，并接到输入电流 II 上，这 时栅极电容 Cgs 充电，直到 II = IO 时，达到所需要的栅源电 压，而后断开S1 、S

19、2 ，闭合S3 ，T管便作为电流源的输出管， 这时通过S3 的输出电流为IO=II 。 （3）、开关电流电路）、开关电流电路 利用电流存 储效应，还可以 组成另一大类电 路，称为开关电 流电路。 vs1 t0 vs2 t0 I 为偏置电流，ii 为输入信号电 流，开关S1 和 S2 由不重叠的反相 时钟控制。 当S1 闭合，S2 断开时，T2 管中储 存的电流为 ： i iI i iI T1 IT4 T3 T2 I S2 S1 ii io VDD 当 S1 断开 ，S2闭合时，T2 管中的电流通过T3 管传送 到T4 管输出，显然这个输出电流 io 就是前一个时钟周期储 存在 T2 管中的输入

20、电流 ii 。 即 io ii T1 IT4 T3 T2 I S2 S1 ii io VDD i iI 二、其它改进型电流源电路二、其它改进型电流源电路 由前面讨论可知：对于各种改进型电流源电路都要针 对下述目标而进行。 （1）、减小由值和 VA （或 ）而引入的误差。 （2）、提高 IO 的精度，增大 RO ，改进电流源的恒流 特性。 1、级联型电流源电路： 将两个基本镜像电流源电路相级联，而构成的电路。 如图所示 T3 T4 VCC iC4= IO iC3 IR R iC2= iC4 T1 T2 iC1 根据电路可得： 2413CEBEBEBE vvvv 若足够的大，则可近似认为 31CC

21、 ii 42CC ii 由于 T1 与 T2 构成镜像电流原则有 21CC ii 相应的有 13BEBE vv 42BEBE vv 12BEBE vv 所以 1432BEBEBECE vvvv 113CEBEBE vvv 此式表明，不论外电路加在电 流源上的电压如何变化，级联电路 总是强制地保持 T2 管的 vCE2 接近于 T1 管的 vCE1 。 这样不仅减小了iC1 转移到 iC2 时，因基区调制效应引入的 误差，还使 IO （其值取决于 iC2)几乎于外加电压的变化无关， 因此，该电路既提高 IO 的精度，又改进了电流源的恒流特性， 即增大了 RO 。 T3 T4 VCC iC4= I

22、O iC3 IR R iC2= iC4 T1 T2 iC1 不过这个电路并没有减小， 因值为有限制而引入的误差。 证明、当各管值相同时，IO 与 IR 之间的关系。 根据电路有 433BBCR iiiI 因为 1133 2 BCEC iiii 1 1 1 )2(2 C C C i i i 所以 4 1 2 1 )2()2( C CCR i iiI T3 T4 VCC iC4= IO iC3 IR R iC2= iC4 T1 T2 iC1 4 1 2 1 )2()2( C CCR i iiI OOO III 1)2()2( 2 OR II2)2( 2 RO II 24 2 2 R I 4 1 1

23、 ) 4 1 ( R I 2、反馈型电流源电路、反馈型电流源电路 T3 VCC iC3= IO iB3 IR R iC2= iC3 T1 T2 iC1 利用反馈改进性能的电流 源电路，如图所示。 分析： 当外电路变化时，则会 引起 IO 的变化，设 IO 增大， 已知： 21CCO iiI相应增大。 其结果使加到 T3 管的基极电流为： 13CRB iIiiB3 减小 从而阻止 iC3 的变化，因而，也就阻止 IO 的变化。使 IO 的恒流特性得以改进。 根据电路可以看出： 由三个晶体管构成的回路中有 231BEBECE vvv 22BECE vv 表明、T3 管强制 T1 管的 vCE1 靠

24、近 T2 管的 vCE2 两者仅相差 vBE3 。 因此，有效的减小了由基区宽度调制效应而引入的误差。 讨论 IO 与 IR 之间的关系： 根据电路有 321 设、 31BCR iiI T3 VCC iC3= IO iB3 IR R iC2= iC3 T1 T2 iC1 因为 21BB ii 21CC ii 又因为 2123BBCE iiii 12 2 BC ii 11 2 BC ii 1 1 2 C C i i) 2 1 ( 1 C i 所以 31 2 EC ii T3 VCC iC3= IO iB3 IR R iC2= iC3 T1 T2 iC1 所以 31BCR iiI 33 2 BE

25、ii 333 )( 2 BBC iii 333 11 )2(2 CCC iii 3 ) 1 2 1 2 ( C i 故 3 ) 1 2 1 2 ( CR iI 3 2 2 ) 2 22 ( CR iI O I ) 2 22 ( 2 2 RO II 22 2 2 2 R I R VV I onBECC R )( 2 在实践上，还可以进一步减小这种误差，电路如图所示： T3 T4 VCC iC3= IO iC4 IR R iC2= iC3 T1 T2 iC1 若 IOiC3 （iE3 ） iC2 iC1 iE4iC4 2iB3 iC3 IO 这就是反馈作用 21CC ii根据电路可知 441CEC

26、 iii 233CECO iiiI 43 2 CRB iIi T3 T4 VCC iC3= IO iC4 IR R iC2= iC3 T1 T2 iC1 2314CEBECEBE vvvv 2314BEBEBEBE vvvv 22CEBE vv 所以 21CECE vv 强制 T1 与 T2 管的 vCE 近似相等， 消除基区调制效应的影响。 2021/3/1047 以电流源为有源负载的放大电路 在共射（共源）放大电路中，为了提高电 压放大倍数的数值，行之有效的方法是增大集 电极电阻Rc（或漏极电阻Rd）。然而，为了维 持晶体管（场效应管）的静态电流不变，在增 大Rc（或Rd）的同时必须提高电

27、源电压。当电 源电压增大到一定程度时，电路的设计就不合 理了。 2021/3/1048 在集成运放中，常用电流源电路取代Rc（或 Rd），这样在电源电压不变的情况下，既可获 得合适的静态电流，对于交流信号，又可得到 很大的等效的Rc（或Rd）。由于晶体管和场效 应管是有源元件，而上述电路中又以它们作为 负载，故称之为有源负载。 2021/3/1049 一、有源负载共射放大电路 2021/3/1050 2021/3/1051 2021/3/1052 二、有源负载差分放大电路 2021/3/1053 2021/3/1054 受控源： 受控源(controlled source)是由某些电子器件抽象

28、 而来的一种电源模型，是一种双口元件（四端）元件 ），由控制支路和受控支路组成。 受控源的电压或电 流受电路中另一支路电压或电流的控制。像晶体管、 变压器、运算放大器等电子器件都可以用受控源作为 其电路模型。 受控电源的符号表示： 0 i 0 u 2021/3/1055 例如 受控源作为晶体管的电路模型： 2021/3/1056 理想受控源模型： 2021/3/1057 2021/3/1058 几点说明 ： 2021/3/1059 含有受控源电路的分析方法： （1）支路电流法 （2）节点电压法 （3）网孔电流法 （4）叠加定理 （5）戴维南定理 （6）诺顿定理 2021/3/1060 2021

29、/3/1061 三极管的特性是非线性的，但在低频小信号的条件下 ，工作在放大区三极管，它的特性曲线的非线性已不 明显，这时三极管可用一线性电路来代替，称之为三 级管的微变等效 则整个放大电路就变成一个线性电路 ，利用分析线性电路的方法对放大电路进行动态分析 ，求出它的主要性能指标 这种方法就是微变等效电路 法。 2021/3/1062 2021/3/1063 2021/3/1064 电压源电压源 电压源，即理想电压源，是从实际电源抽象出来的一种模型， 在其两端总能保持一定的电压而不论流过的电流为多少。电 压源具有两个基本的性质：第一，它的端电压定值U是一定 的时间函数U(t)与流过的电流无关。

30、第二，电压源自身电压 是确定的，而流过它的电流是任意的。 由于内阻等多方面的原因，理想电压源在真实世界是不存在 的，但这样一个模型对于电路分析是十分有价值的。实际上， 如果一个电压源在电流变化时，电压的波动不明显，我们通 常就假定它是一个理想电压源。 2021/3/1065 理想电压源有两个特点理想电压源有两个特点: 1.端电压固定不变或是时间t的函数Us(t),与外 电路无关.。 2.通过理想电压源的电流取决于它所联结的 外电路。 实际电压源,其端电压随电流的变化而变化. 因为它有内阻。 2021/3/1066 AC-DC串联型直流稳压电源 直流稳压电源一般由电源变压器、整流 滤波电路、稳压

31、电路组成，其基本原理 框图如图1所示。 2021/3/1067 串联型直流稳压电源的一般方案： 交流电压经整流滤波后,得到平滑的直流 电压,作为稳压电路的输入电源从UI输入 。同时运用了比较放大电路,它的核心是 调整管,输出电压的稳定是管的压降相应 改变,使输出电压保持稳定。 2021/3/1068 整流电路模块 该模块主要利用二极管的单向导电性组 成整流电路，将交流电压变换为单方向脉 动电压。 实现方法主要有以下三种： 2021/3/1069 方案一：单相半波整流电路 2021/3/1070 在变压器次级电压u2为正的半个周期内 （如图1（a）中所示上正下负），二极 管导通，在RL上得到一个

32、极性为上正下 负的电压；而在u2为负的半个周期内， 二极管反向偏置，电流基本上等于0。所 以在负载上的电压 的极性是单方向的 （如图1（b）所示）。正半周内Uo=U2 ，Ud=0；负半周内Uo=0，Ud=U2。 2021/3/1071 由此可见，由于二极管的单向导电作用 ，把变压器次级的交流电压变换为单向 脉动电压，达到了整流的目的。其优点 是结构简单，使用的元件少，但也有明 显的缺点：输出电压脉动大，直流成分 比较低；变压器有半个周期不导电，利 用率低；变压器含有直流部分，容易饱 和。只能用于输出功率较小，负载要求 不高的场合。 2021/3/1072 方案二：单相全波整流 2021/3/1

33、073 全波是利用具有中心抽头的变压器与两 个二极管配合，使两个二极管在正、负 半周轮流导电，而且二者流过RL的电流 保持同一方向，从而使正、负半周在负 载上均有输出电压。电路如图2（a）所 示。正半周内D1导通，D2截止，在负载 RL上得到的电压极性为上正下负；负半 周内，D1截止，D2导通，在负载上得到 的电压仍为上正下负，与正半周相同。 2021/3/1074 全波整流波形如图2（b）。全波整流的 输出电压时半波整流的两倍，输出波形 的脉动成分比半波整流时有所下降。全 波整流电路在负半周时二极管承受的反 向电压较高，其最大值等于 ，且电 路中每个线圈只有一半时间通过电流， 所以变压器利用

34、率不高。 2021/3/1075 方案三：单相桥式整流 2021/3/1076 单相桥式整流电路如图3（a）。由图可 见，U2正半周时D1、D4导通，D3、D2 截止，在负载电阻RL上形成上正下负的 脉动电压；而在U2负半周时，D2、D3导 通，D1、D4截止，在RL上仍形成上正下 负的脉动电压。如果忽略二极管内阻， 有UoU2。桥式整流电路波形如图3（b ）所示。 2021/3/1077 正负半周均有电流流过负载，而且电路 方向是一致的，因而输出电压的直流成 分提高，脉动成分降低。单相桥式整流 电路主要参数：输出直流电压 ,脉动 系数S，二极管正向平均电流 ,二极管 最大反向峰值电压 。桥式

35、整流电路解 决了单相整流电路存在的缺点，用一次 级线圈的变压器，达到了全波整流的目 的。因此选用方案三单相桥式整流。 2021/3/1078 该模块实现降低输出电压的脉动成分，该模块实现降低输出电压的脉动成分， 尽量保留直流成分的功能。利用电容和尽量保留直流成分的功能。利用电容和 电感的滤波作用达到降低交流保留直流电感的滤波作用达到降低交流保留直流 成分的目的。成分的目的。 滤波电路模块 2021/3/1079 方案一：电容滤波 2021/3/1080 如图4所示为单相桥式整流电容滤波电路 。利用电容的储能特性，使波形平滑， 提高直流分量，减小输出波纹，其输出 波形如图4（b）所示。 电容滤波

36、有以下特点： （1）加入滤波电容后，输出电压的直流成 分提高，脉动成分减小。 2021/3/1081 （2）电容滤波放电时间常数 越大， 放电过程越慢，输出直流电压越高，纹 波越小，效果越好。为了获得较好的滤 波效果，一般选择电容值满足 ， 此时，输出电压的平均值 。 （3）电容滤波电路的输出电压随输出电流 的增大而减小，所以电容滤波适合于负 载电流变化不大的场合。 2021/3/1082 方案二：电感滤波 单相桥式整流电感滤波电路如图5，利用 电感不能突变的特性，使输出电流波形 平滑，从而使输出电压波形也平滑，提 高直流分量，减小输出纹波。 2021/3/1083 2021/3/1084 复

37、式滤波电路由电阻和电容，电阻和电 感或电感和电容组合成的滤波。几种常 见的复式滤波电路如图所示。 方案三：复式滤波 2021/3/1085 图6（a）所示为 型滤波电路，这种 电路的缺点是在R上有压降，因而需要提 高变压器次级电压；同时，整流管的冲 击电流仍然较大，这种电路只适合小电 流负载的场合。 2021/3/1086 （b）所示为 型滤波电路，这种滤波 电路的优点是：简单经济，能兼起限制 浪涌电流的作用，滤波效果较好。其缺 点是带负载能力差，滤波电路有功率损 耗。它适合负载电流小，纹波系数小的 场合。 2021/3/1087 （c）所示为 LC倒L型滤波电路，整流后 输出的脉动直流经过电

38、感，交流成分被 削弱，再经过C滤波后，可在负载上获得 更加平滑的直流电压。这种滤波电路的 优点是：滤波效果好，几乎没有直流损 耗。其缺点是低频时电感体积大，成本 高。 2021/3/1088 综合考虑，由于在小功率电源中电容滤 波最为常见，满足本设计要求，故选择 方案一。 2021/3/1089 直流稳压电源的一般组成： 1、基本调整管电路 在图10.5.1（a）所示的稳压管稳压电路 中，负载电流最大变化范围等于稳压管的 2021/3/1090 最大稳定电流和最小稳定电流之差 。 不难想象，扩大负载电流的最简单的方法： 将稳压管稳压电路的输出电流作为晶体管的 基极电流，而晶体管的发射极电流作为

39、负载 电流，电路采用射极输出形式，如图10.5.1 （b）所示，常见画法如图（c）所示。 由于图（b）、（c）所示电路引入了电压 负反馈，故能够稳定输出电压。但它们与一 般共集放大电路有着明显的区别：其工作电 压Ui不稳定，“输入信号”为稳定电压Uz， 并且要求输出电压Uo在Ui变化或负载电阻变 化时基本不变。 2021/3/1091 2.取样电路:它是检测输出电压Vo的变化, 把Vo的全部或部分取出来和基准电压比 较并放大后来控制调整管的调整作用,使 输出电压稳定. 2021/3/1092 3.基准电压电路:为了检测取样电路取得 的Vo值究竟是升高还是降低?升高了多少 降低了多少?这就需要把

40、Vo值与恒定的电 压值比较,此恒定电压的作用是作为一种 基准,也称基准电压.提供恒定电压的电路 就是基准电压电路. 2021/3/1093 4.比较放大电路:有了Vo的取样电压和基 准电压,把取样电压和基准电压相比较,由 基准电压减去取样电压,所得的差值电压 的大小反映越强.输出电压Vo也就越稳定. 电路的稳定系数和输出电阻就越小. 2021/3/1094 5.过载短路保护电路:串联调整型的稳压电 源,调整管和负载是串联的,当负载电流过大 或短路时,大的负载电流或短路电流全部流过 调整管,此时负载端的压降小,几乎全部整流 电压加在调整管的c极和e极之间,因此在过载 或短路时,调整管Vce，Ie

41、和允许功耗超过正 常值,调整管在此情况下会很快烧坏,所以在 过载或短路时应对调整管采取保护,保护电路 设计时应保证当负载电流在额定值内,保护电 路对电源不起作用,但过载或短路时,保护电 路控制调整管使其截止,输出电流为零,对负 载和电源均起保护作用. 2021/3/1095 串联型直流稳压电路的方框图： 2021/3/1096 串联型直流稳压电源（具有可 调功能）： 2021/3/1097 DC-DC开关型稳压电源： 1、DC-DC：只对直流参数进行变换的电路。 一般结构： 直流电源DC-DC主电路负载 控制电路 d u o u 2021/3/1098 2、基本概念、基本概念 （1）占空比的定

42、义：）占空比的定义： 开关接通的占空比定义为D， 其中ton 为开关导通时间，TS为开关周 期。 on / S DtT 2021/3/1099 （2）脉冲宽度调制（）脉冲宽度调制（PWM）或脉冲频率）或脉冲频率 调制（调制（PFM） v所谓脉冲宽度调制的方法是一种在整个 工作过程中，开关频率不变，而开关接 通的时间按照要求变化的方法。 v所谓脉冲频率调制的方法是一种在整个 工作过程中，开关接通的时间不变，而 开关频率按照要求变化的方法。 2021/3/10100 3、 直流变换电路的分类 （1）.换流过程分为: 电压换流 电流换流 （2）. 降压电路 升压电路 升降压电路 或 do uu do

43、 uu do uu do uu 单向限电路 双向限电路 四象限电路 （3）. 均为一个方向 和 其中之一改变方向 均改变方向 00 , IU 0 U 0 I 00 , IU （4）. 单相电路:只有一个电路 m相电路:有m个基本电路,采用时分复用的方法 2021/3/10101 4、理想直流变换应具备的性能 （1）.输入输出端的电压均为平滑直流,无交流谐波分量 （2）.输出阻抗为零 （3）.快速动态响应,抑制能力强 （4）.高效率小型化 2021/3/10102 开关型稳压电源： 前面所讲的串联型稳压电源具有结 构简单、调节方便、输出电压稳定性强 、纹波电压小等优点。但是由于调整管 始终工作在

44、放大状态，自身功耗大；故 效率较低，甚至仅为30%40%。而且 ，为了解决调整管散热问题，必须安装 散热器，这就必然增大了整个电路设备 的体积、重量和成本。 2021/3/10103 可以设想，如果调整管工作在开关状态， 那么当其截止时，因电流很小（即穿透电流 ）而管耗很小；当其饱和时，因管压降很小 （为饱和管压降）而管耗也很小，这将大大 可以提高电路的效率。开关型稳压电路中的 调整管正是工作在开关状态，并因此得名， 其效率可达70%95%。 2021/3/10104 开关型稳压电路的分类： （）、按调整管与负载的连接方式： 串联型 并联型。 （）、按稳压的控制方式： 脉冲宽度调制型（PWM）

45、 脉冲频率调制型（PFM） 混合调制（即脉宽频率调制）型。 2021/3/10105 （）、按调整管是否参与振荡： 自激式 他激式 （）、按使用开关管的类型： 晶体管 VMOS管 晶闸管型 2021/3/10106 串联型（降压型）开关稳压电源： 、换能电路的基本原理 2021/3/10107 2021/3/10108 、换能电路的波形分析、换能电路的波形分析 D off CESI on O U T T UU T T U I on U T T IO qUU 2021/3/10109 、串联开关型稳压电路的组成、串联开关型稳压电路的组成 在换能电路中，当输入电压波动或负载 变化时，输出电压将随之

46、增大或变小。 如果能在Uo增大时减小占空比，而在Uo 减小时增大占空比，那么输出电压就可 获得稳定。将Uo的采样电压通过反馈来 调节控制电压uB的占空比，就可达到稳 压的目的。由此而构思的串联型稳压电 源如下图所示。 2021/3/10110 它包括调整管及其开关驱动电路（电压比 较器）、采样点路、三角波发生电路、基 准电压电路、比较放大电路、滤波电路（ 电感L、电容C和续流二极管D）等几个部 分。 2021/3/10111 4、开关型稳压电路的简化电路、开关型稳压电路的简化电路 调节脉冲占空比的方式： （）、固定Ton，改变f调节Toff； （）、同时调整Ton和Toff。 2021/3/1

47、0112 并联型（升压型）开关稳压电源： 串联型开关稳压电路中调整管与负载串联， 输出电压总是小于输入电压，故成为降压型稳 压电路。在实际应用中，还需要将输入直流电 源经稳压电路转换成大于输入电压的稳定的输 出电压，称为升压型稳压电路。在这类电路中 ，开关管常与负载并联，故称之为并联型开关 稳压电路；它通过电感的储能作用，将感生电 感与输入电压相叠加后作用于负载，因而 UoUi。 2021/3/10113 、换能电路、换能电路 2021/3/10114 2021/3/10115 2、并联型开关稳压电路的原理图、并联型开关稳压电路的原理图 在换能电路中加上脉冲宽度调制电路后便 可得到并联型开关稳

48、压电路。 2021/3/10116 DC-DC的纹波和噪音：的纹波和噪音： 纹波和噪声产生的原因纹波和噪声产生的原因 开关电源输出的不是纯正的直流电压，里面有些交流 成分，这就是纹波和噪声造成的。纹波是输出直流电 压的波动，与开关电源的开关动作有关。每一个开、 关过程，电能从输入端被“泵到”输出端，形成一个 充电和放电的过程，从而造成输出电压的波动，波动 频率与开关的频率相同。纹波电压是纹波的波峰与波 谷之间的峰峰值，其大小与开关电源的输入电容和输 出电容的容量及品质有关。 2021/3/10117 噪声的产生原因有两种，一种是开关电源自身 产生的；另一种是外界电磁场的干扰（EMI） ，它能通过辐射进入开关电源或者通过电源线 输入开关电源。开关电源自身产生的噪声是一 种高频的脉冲串，由发生在开关导通与截止瞬 间产生的尖脉冲所造成，也称为开关噪声。噪 声脉冲串的频率比开关频率高得多，噪声电压 是其峰峰值。噪声电压的振幅很大程度上与开 关电源的拓扑、电路中的寄生状态及PCB 的设 计有关。 2021/3/10118 纹波和噪声的测量方法纹波和噪声的测量方法 利用示波器可以看到纹波和噪声的波形，如图所示。纹波的频率 与开关管频率相同，而噪声的频率是开关管的两倍。纹波电压的 峰峰