电子镇流器常见拓扑结构及工作原理

1、电子镇流器常见拓扑结构及工作原理复旦大学 王凯版权保护 抄袭必纠摘 要金属卤化物灯（简称金卤灯）作为高强度气体放电灯的重要灯种，由于拥有诸多优点而在绿色照明领域得到广泛应用，特别是在城市道路、商业广场、超市、摄影和工矿照明中大量使用，有着非常大的市场发展空间，随着金卤灯的广泛应用，与之相配套的金卤灯电子镇流器的开发也成为了研究热点。金卤灯作为高强度气体放电灯的一种，其物理和电特性与大多数高强度气体放电灯类似，论文第一章首先对高强度气体放电灯的发光原理和电子镇流器工作原理作了简单介绍。论文第二章对常见类型的电子镇流器的结构及工作原理作了介绍。论文第三章针对150W金卤灯的物理特性和电特性设计了一

2、款低频方波式电子镇流器，并对镇流器各部分电路参数作了理论计算。论文第四章通过MATLAB/simulink仿真了功率因数校正电路和低频方波逆变电路，仿真结果验证了电路的设计合理性，其中功率因数校正电路设计合理，校正后输入侧功率因数为0.97，满足设计要求；低频方波电路能实现灯的低频方波驱动和灯电流恒流控制。论文同时对逆变电路在电流换向时所存在的电流过冲问题提出了一种解决方案，仿真结果显示，该方案能有效解决电流过冲问题。论文第五章根据电子镇流器设计方案搭建了实际电路，实验结果验证了设计方案的有效性。其中功率因数校正电路在不同输入电压下均能实现功率因数校正，校正后输入侧功率因数在 左右。低频方波逆

3、变电路在开环状态下能实现灯电压的低频方波逆变，输出灯电压与理论设计吻合。由于时间限制，对灯电流的恒流闭环控制功能并没有实现。关键词：金卤灯，电子镇流器，功率因数校正，低频方波逆变 1 绪论金卤灯是高强度气体放电灯的一种，本章首先介绍了气体放电灯的发光原理，然后对电子镇流器的镇流原理作了分析。最后对气体放电灯所存在的声谐振现象作了介绍。1.1 气体放电灯的基本特性在通常情况下，气体是良好的绝缘介质，其电路阻抗可视为无穷大。但是在光辐射、强电场、离子轰击和高温加热等条件下，气体可能会被击穿，发生电离并产生可自由移动的带电粒子，此时气体由绝缘体转变为导体，这种现象称为气体放电。气体被击穿后，带电粒子

4、不断地从电场中获得能量，并通过与其他粒子相互碰撞的形式将能量传递给其它粒子。这些得到能量的粒子可能会被激发，发生能级跃迁，但跃迁后的激发态粒子并不稳定，会自发返回基态，跃迁回基态的粒子会产生电磁辐射、释放光子，这即是气体放电灯的发光原理。图1.1为气体在一定条件下放电的伏安特性曲线，各段的物理特性如下所示：图1.1 气体放电的伏安特性OA段：由场致电离所产生的少量的带电粒子在电场作用下向阳极运动，从而产生电流，随着电场强度逐渐增加，单位时间内到达阳极的带电粒子数增多，电流增大。AB段：随着电场强度进一步增强，由场致电离产生的带电粒子在电场加速下能全部到达阳极，单位时间内到达阳极的带电粒子不在增

5、加，电流饱和。BD段：当电极间电压继续增大，通过电场加速后的带电粒子速度达到很大，它们与气体中的原子发生碰撞并使之电离，原子电离后所产生的电子又被电场加速，并再与其他原子碰撞，如此循环，导致电离产生的电子数目呈雪崩式增加，对应灯电流快速上升，这个放电过程也称为雪崩放电。DE段：经过雪崩放电后，气体放电灯管内气体阻抗迅速降低，管压降随即迅速下降，同时灯管中会产生可见的辉光。D点一般称为气体放电着火点，D点电压也称为着火电压。EF段：由图可知，在这一段内灯电流增加，但管压降基本保持不变，这段称为正常辉光放电阶段。灯电流增加而管压降保持不变是因为阴极只有部分面积用于发射电子，其发射面积正比于灯电流，

6、因此灯电流的增加只增加了阴极发射面积，但并不影响其管压降。FG段：到达F点后，整个阴极面积都用于电子发射。此时如果继续增大电流，同样的管压降所产生的阴极电子并不能满足电流增加，因此管压降必须上升，迸入异常辉光放电阶段。GH段：继续增大电流，阴极温度逐渐上升，当阴极温度上升到能产生显著的热电子发射时，此时不再需要阴极位降来提供电子发射，阴极位降开始减小，管压降开始大幅下降，稳定后，放电管内产生强烈的弧光，这一阶段称为弧光放电阶段。气体放电灯稳定工作时即工作在弧光放电区。1.2 气体放电灯镇流器的工作原理金卤灯是高强度气体放电灯中的一种，其负载特性和电特性与气体放电灯基本无差别。当气体放电灯正常工

7、作时，其灯管处于弧光放电段，即图1.1中GH段，由图可知，气体放电灯负载特性为负的伏安特性。分析可知，将具有负伏安特性的负载单独接到电网中去时，气体放电灯是不能稳定工作的。电网电压的扰动将导致灯电流无限止增加或者灯电弧很快熄灭。如图1.2所示，通过给灯串联一个电阻或电感等阻抗性元件，就可以克服灯的负阻特性，从而改善弧光放电时电弧的不稳定性。在交流情况下，能够改善灯负载特性的器件有电感、电阻、电容等，这些通称为限流器或镇流器。图1.2 利用电阻或电感元件改善后的气体放电灯伏安特性曲线1.3 高强度气体放电灯的声谐振现象实验发现，当高强度气体放电灯工作在10kHz到几百kHz频率范围内时，灯电弧很

8、不稳定，气体灯光输出不稳定、滚动、闪烁，照明效果严重下降，究其原因，是气体放电灯在高频工作时，灯管内气体发生声谐振，影响了电弧的稳定性。声谐振发生时通常伴随着灯电压电流的变化，甚至可能会熄灭电弧乃至于损坏电子镇流器。除此之外，发生声谐振时灯电弧会扭曲，在靠近灯管管壁的地方可能因为局部过热而使灯管炸裂。声谐振现象是高强度气体放电灯在高频工作时所固有的现象，因此对于电子镇流器设计者而言，必须在设计时考虑如何有效防止声谐振现象的发生。目前对于声谐振现象的消除7主要有以下几种方法：j选频运行；k频率调制；超高频点灯；低频方波点灯。大量的研究表明2、7，低频方波点灯能有效消除气体放电灯声谐振现象。1.4

9、 本课题的研究意义及研究现状1.4.1 本课题研究意义随着各种节能灯在照明领域的广泛应用，对镇流器的需求量也不断增大。目前市场上应用广泛的老式工频电感镇流器，存在着效率低、耗能高、体积大等缺点。使用电子镇流技术能有效减小镇流器体积、提高输入侧功率因数和镇流器效率，同时还能改善普通电感式镇流器存在的发光频闪问题，提高灯光效。目前，电子式镇流器因其优越的性能正不断被市场接受，市场份额不断扩大。金属卤化物灯（金卤灯）作为节能灯的一种，由于拥有诸多优点而在绿色照明领域得到广泛应用，特别是在商业广场、城市道路、摄影、超市和工矿照明中大量使用，同时,由于其显色性能良好，目前金卤灯在液晶背景光源和汽车头灯等

10、领域的应用也越来越广泛。随着金卤灯在照明市场应用逐渐增加，与之相配套的金卤灯电子镇流器的开发也成为了研究热点。1.4.2 本课题研究现状目前金卤灯的研究方向主要集中在金卤灯声谐振现象的消除和金卤灯调光这两个方面：一、 金卤灯由于其灯管结构的特殊性，其声谐振现象非常严重，对于金卤灯声谐振现象的消除目前主要采用低频方波点灯这种方式来避免声谐振，如何简化低频方波电路的电路结构并提高其稳定性是目前的研究热点方向，目前很多新型两级式低频方波电路已经提出1112，目前也有单级式电子镇流器结构被提出，但其电路可靠性并不高。二、 目前对于金卤灯调光控制主要集中在调频和调整导通占空比这两个方向。对于模拟控制而言

11、，要实现调频非常困难，而通过数字芯片很容易实现，但数字芯片的使用会导致电路成本升高，不利于电子镇流器的市场推广。如何在电路成本控制下实现金卤灯的有效调光也是目前的研究重点。2 电子镇流器常见拓扑结构及工作原理本章对目前常见类型的气体放电灯镇流器拓扑结构及其工作原理作了简单介绍。2.1 普通工频电感式镇流器目前市场上工频电感式镇流器仍应用广泛，工频电感式镇流器的典型拓扑结构如图2.1所示图2.1工频电感式镇流器的拓扑结构其中电感L用作改善灯的负阻特性。因为电感L会产生无功电流，并联电容C用作无功补偿，能提高输入端的功率因数。工频电感式镇流器的主要缺点有:1. 由于加入了电感电容等阻抗元件，灯输入

12、端的功率因数很低，功率因数在0.4左右。2. 电感式镇流器工作在工频50Hz，因此镇流电感体积很大，不利于灯的小型化和集成化。3. 在每个工频周期内，由于电感的存在，灯电流过零时电感会产生一个个电压尖峰，即所谓的再点火现象，这极大地降低了灯的寿命。2.2 高频谐振式电子镇流器高频谐振式电子镇流器常见结构为两级式：PFC级+高频逆变级，电路拓扑如图2.2所示。高频逆变级给灯提供高频驱动电流（通常为几kHz到几百kHz），由于工作在高频状态，电感体积极大地减小，有利于镇流器的小型化。PFC级高频逆变级图2.2 高频谐振式电子镇流器但高频谐振式电子镇流器存在一个缺陷是，其工作频率与气体放电灯声谐振频

13、率范围重叠，这极大的影响了高频谐振式电子镇流器的性能。2.3 低频方波式电子镇流器低频方波式电子镇流器控制气体放电灯工作在低频方波状态，其工作频率一般为100-500Hz，由于可以彻底消除声谐振现象，目前这类电子镇流器已被广泛应用到金卤灯电子镇流器中。低频方波式电子镇流器通过控制技术来改善灯的负阻特性，通过控制灯电流恒定可以不通过与灯串联阻抗元件便能使灯稳定工作，从而减小了镇流器体积。从电路拓扑结构来看，低频方波式电子镇流器的常见结构有：典型的三级式低频方波电子镇流器、两级式低频方波电子镇流器、和单极式低频方波镇流器。目前，从成本和可靠性来看，两级式低频方波镇流器最有发展前景。2.3.1 三级

14、式低频方波镇流器传统的低频方波电子镇流器包括三级结构：功率因数校正（PFC）电路、DCDC降压电路和全桥逆变电路，拓扑结构如图2.3所示。其中第一级（PFC级）用于功率因数校正，提高电网侧输入功率因数；第二级为DCDC级，通常为Buck降压电路，电路工作在高频状态，可实现输出端的恒压限流、恒流或恒功率输出，从而改善金卤灯的负阻特性，实现灯的稳定驱动；第三级为DC-AC逆变级，使灯工作在低频方波状态。PFC级DCDC级DCAC逆变级图2.3 低频方波式电子镇流器的典型三级结构典型三级式电路原理简单，但结构比较复杂，对控制电路要求较高，而且镇流器所用器件较多，成本昂贵。如何简化电路结构，控制电路成

15、本已成为目前的研究热点。 2.3.2 低频方波式电子镇流器的结构简化针对三级式电子镇流器结构复杂，成本较高等缺点，目前陆续提出了多种简化镇流器结构的方案，简化方向主要有两类：（1） 将PFC级与DC-DC级整合这种方法可以有效减小镇流器的结构复杂度，但简化后的电路功率因数校正效率较低且开关器件的应力较大。目前这种方案主要应用于小功率场合。（2） 将DC-DC级与DCAC逆变级整合简化后的电路拓扑如图2.4所示，全桥逆变电路含有四个开关管，工作时它可以看成是两个Buck电路的组合，因此理论上能将全桥电路与DCDC级整合。这种两级式电路把Buck变换器的开关和全桥逆变器的开关相结合，同时保证灯工作

16、在低频方波状态，并且维持灯电流恒定。PFC级DCAC全桥逆变级图 2.4 两级式低频方波电路结构示意图其中逆变级4个开关管的驱动波形及灯电流波形如图2.5所示， S1、S2工作在低频状态以实现灯电压为一个低频方波，S3和s4工作在高频开关状态，作为Buck开关控制灯电流恒定。通过有序控制开关管S1、S2、S3、S4的导通和关断，能实现灯电流的低频方波驱动，同时实现灯电流的恒流控制，保证金卤灯能稳定工作。图2.5 全桥逆变电路开关管的驱动波形以及灯电流波形3 150W金卤灯电子镇流器的设计本章针对150W金卤灯的物理特性和电特性设计了一款低频方波式电子镇流器，并对镇流器各部分电路参数作了理论计算

17、。3.1 总体方案设计金卤灯作为高强度气体放电灯的一种，其物理特性与大多数气体放电灯基本无异。但对金卤灯而言，由于其灯管结构的特殊性，导致金卤灯在高频工作时更易发生声谐振，为避免声谐振现象的发生，本文选用低频方波驱动金卤灯的方式来抑制金卤灯的声谐振现象。根据电子镇流器的基本要求，低频方波式电子镇流器主要应由包含以下几个部分：有源功率因数校正（PFC）电路、低频方波逆变电路、点火电路等。图3.1 为低频方波式电子镇流器的结构框图。图3.1 低频方波式电子镇流器的基本结构3.2 功率因数校正电路的设计3.2.1 功率因数校正原理简介：功率因数校正（PFC）电路的作用是使输入侧电流与电压趋于同相位，

18、并校正输入电流波形使其呈现正弦波波形，从而提高输入侧功率因数，减小对电网的污染。有源功率因数校正电路一般都是一个双闭环控制系统，控制原理如图3.2 所示。输出电压与参考值比较后得到电压误差信号，电压误差信号与输入电压信号通过乘法器相乘后得到电流参考信号，电流参考信号与输入电流比较后得到开关管的控制信号。其中电压外环保证输出电压始终跟踪参考值，从而使输出侧保持为一恒定直流电压，电流内环的作用是使输入电流无差地跟踪输入电压的波形，校正输入电流使其为与输入电压相差为0的正弦电流，以达到功率因数校正的目的。双闭环控制实现功率因数校正的同时为后级电路提供了一个稳定的直流电压，方便后级电路处理。图3.2

19、功率因数校正控制原理框图3.2.2 功率因数校正电路方案设计与参数计算1. 校正方案设计本文所设计的电子镇流器功率因数校正要求为：（1） 输出功率为150W。（2） 输入电压有效值为110220V（3） 输出端直流电压为400V。综合考虑后，采用Boost电路作为校正主电路拓扑，主电路拓扑如图 3.3所示。升压式（Boost）校正拓扑电路是目前应用最为广泛的功率因数校正拓扑，具有校正后功率因数值高、效率高、THD小等优点，适用于752 000W功率范围的应用场合。图3.3 Boost型功率因数校正主电路拓扑结构由于输出功率较小，电路控制方式采用电流临界（CRM）模式。CRM控制模式下电感电流波

20、形如图3.4所示，电感电流在每个高频周期内为三角波，通过电流内环控制电感电流平均值为正弦型且与输入电压同相位，由此实现功率因数校正。在CRM控制模式中，电感电流并不存在电流为零的死区，因此也称为电流临界断续模式。图3.4 工作在CRM模式下的电感电流波形2. 电路参数计算（1） 电感L参数计算：设输入电压为，考虑校正后输入电流与输入电压同相位，则输入电流可设为。其中分别为输入电压、电流的峰值。为方便计算，可考虑PFC电路工作效率为100%，则输入电流峰值为：，其中为输出功率。由于开关工作在高频状态，因此在一个高频开关周期内，可假设输入电压恒定不变。a) 当开关管导通时，电感L两端电压即为输入电

21、压，即：，此时电感电流逐渐上升至峰值电感电流，由CRM控制模式可知，峰值电感电流应为输入电流的2倍，即有：开关管导通时，电感电流满足：即由此可得，导通时间为：因此，在CRM模式中，每个高频周期内开关管的导通时间是固定的，并不随工频输入电压的瞬时变化而变化。但考虑到输入电压可能在110V-220V内变动，当输入电压幅值最小时，开通时间存在最大值，此时：其中为输入电压为110V时的峰值电压。即b) 当开关管关断时，电感电流逐渐下降至零，此时电感两端电压为：开关管关断时，电感电流下降至零，满足：即故因此，在CRM模式中，每个高频周期内开关管的关断时间是随着工频输入电压的瞬时变化而不断变化的，其中在输

22、入电压峰值处，关断时间越长，最长关断时间为 ：如果考虑输入电压在110V-220V内变动，此时关断时间最大值应在处取得。此时最长关断时间为：。综上所述，采用CRM模式控制时，当输入电压变化时，开关的开关频率是不断变化的，最低开关频率为：设计时取最小开关频率为30kHz，则：由此可得电感（2） 输入电容的设计输入电容C1用于滤除CRM模式中电感电流的高频分量，计算输入电容的容量，需计算变换器等效输入电阻:式中 变换器效率，此处可取=100%。 输入电压的峰值可利用下式计算式中 允许输入电流纹波百分比，取=3% 开关频率，取最小开关频率30kHz。考虑当输入电压最大为220V时，即时，此时等效输入

23、电阻最大，即：此时可得电容的最小值：（3） 输出电容C参数计算分析可知，输出电容的电压纹波主要是由于输入电流的脉动所引起的，由高频电感电流所产生的纹波电压很小，可忽略不计。由于整流侧输入电流的脉动频率为工频的两倍（100Hz），因此电容纹波电压脉动频率也为100Hz。输出滤波电容C可由下式计算式中 输出电流， 输出电压纹波峰峰值，按的5%计算即由此可得输出电容C满足：3.3 低频方波逆变电路设计考虑到全桥式低频方波逆变电路需要四个开关管，这极大的增加了电路成本。本文采用半桥逆变电路作为逆变电路的主电路，将开关管数量减少一半，并且半桥逆变电路的输入电容可与PFC输出级电容整合，极大地降低了电路成

24、本。简化后的电路拓扑如图3.5所示，开关管S1，S2构成DC-AC变换器，C1、C2为大容量电容，其两端电压近似恒定（为PFC输出电压的一半）。PFC级半桥逆变级图3.5 简化后的半桥低频方波式电子镇流器S1、S2的门极信号如图3.6 所示。S1和S2交替切换导通，切换频率为400Hz，这样负载端会工作在低频方波状态。当S1工作于高频状态时，S2被断开。此时，电路等效为一个Buck降压电路，S1相当于Buck电路主功率开关，而MOSFET S2的体二极管等效于Buck电路的续流二极管，此时控制S1的导通占空比可控制Buck电路输出电压，继而控制负载电流恒定。图3.6 半桥逆变电路开关管的驱动波

25、形及灯电流波形二极管在关断时，存在着反向恢复问题，产生开关损耗，如果电感电流连续，二极管关断时电流不为零，此时关断损耗会大大增加。为了避免这种情况的发生，保证电感电流断续可有效降低二极管关断损耗。图3.7是逆变级Buck电感电流断续时的工作状态示意图。图3.7 电感电流断续时的波形当S1工作在高频状态，S2关断时，电感电流断续，电路存在3种工作模式。（1） 阶段1阶段1对应图3.12 中DT段，此时S1 开通，电流流过C1、S1 、灯、点火电感和电感L。其中点火电感的电感量远远小于电感L的电感量，可忽略不计。假设灯并联电容C上的电压在每个开关周期中保持不变，且考虑输入电容C1和C2足够大，在低

26、频方波每个周期电压维持不变，恒为，此时电感L上的电压在阶段1所承受电压为：（2） 阶段2阶段2对应图3.12中mT段，此时S1断开，电感电流通过S2并联二极管续流，电流流过见灯、点火电感、L、C2和D2。此时电感L上所承受电压为：（3） 阶段3阶段3对应图3.12中nT段，此时S1、S2均关断，电感电流下降为0，并联电容C给灯提供能量。假设电容C足够大，则灯电压维持恒定。整个高频周期内，电感电流伏秒平衡，则有：式中：为开通时间，T为开关周期，为二极管续流时间由此可得灯电压为：当S1断开，S2工作于高频开关状态时，电路的工作过程和上面的分析基本一致，此处不作分析。3.3.1 低频方波电路参数设计

27、主电路拓扑结构如图3.8所示。图3.8 半桥逆变式低频方波电路拓扑结构1. 逆变电路电感参数设计二极管反向恢复时存在关断损耗，为减小二极管损耗，应使电感电流工作在断续状态，如图3.11所示，为便于分析，考虑电感电流工作在临界断续状态，则此时电感电流峰值应为灯电流的2倍，即。当电感工作于阶段1时，电感电流上升。电感承受电压为：此时电感电流满足： （a）式中 输入直流电压，400V D开关导通占空比 输出功率，取150W高频开关频率，取100kHz电流临界断续时，此时，则灯电压： （b）考虑到金卤灯在稳态工作时，其灯电压一般为90110V，因此占空比取值范围为：将（b）式带入（a）得：故电流断续下

28、的电感值取值为：考虑占空比的范围，即得电感满足：2. 输入电容、参数设计为保证低频方波电压幅值恒定，输入电容应选取得足够大。具体分析计算如下：在阶段1时，导通，关断，电容C1通过电感L、灯Lamp放电，此时电容电压下降。在阶段2状态时，、均关断，此时电感电流通过二极管、电容续流，故电容在此阶段电压上升。因此，在S2关断的每半个低频周期内，电容电压一直下降，电容电压一直上升。关断的半个低频周期内，电容电压下降大小为：式中 低频方波的周期，即同时应考虑在整个过程中，输入电源一直对电容、充电，考虑、的充电电流恒定为，则半个低频周期内，电容电压上升大小为：故在半个周期内电容电压实际下降为：考虑电容电压

29、纹波小于5%，即由此可得：代入相关参数可得: 因为电容在结构上与电容对称，因此电容。3. 灯并联电容C的参数设计仍然考虑电感电流工作在临界断续模式，则此时电容C的纹波电压易于计算得到：式中 高频开关频率，取100kHz考虑电容电压纹波应小于5%，即则电容代入参数得：3.4 点火电路设计由论文第一章关于气体放电灯发光原理的介绍可知，在气体放电灯正常发光前，必须给灯提供一个高压脉冲使之击穿，通常称利用高压脉冲击穿气体为气体放电灯的点火。目前常用的点火方式有附加电路点火和谐振点火这两种方式。附加电路点火一般使用一个变压器将原边400V左右的电压通过变压器升压后从而达到击穿气体的目的。谐振点火通常是在

30、启动时让电路工作在谐振频率附近，从而在使灯两端产生一个谐振高电压，继而使灯击穿。综合考虑后，本文采用附加电路点火的方式，其电路拓扑如图3.9所示。图3.9 单极电压递增型电路点火电路图中DB为可控晶闸管，当DB关断时，PFC直流输出电压对经过RC回路对电容C充电，当DB开通时,电容C上的电压将通过变压器原边迅速放电,此时变压器副边会产生一个N倍的电压脉冲加在气体放电灯上,使灯内气体击穿，从而实现气体放电灯点火。4 电路仿真验证为验证电路设计及控制方法的可行性，通过MATLAB/Simulink对第三章所设计的镇流器电路仿真。各部分仿真结果如下：4.1 功率因数校正电路仿真4.1.1 功率因数校

31、正电路控制原理功率因数校正主电路拓扑及控制原理如图4.1所示，采用Boost升压电路作为校正主电路拓扑，控制模式采用电流临界CRM模式。电路控制原理为：电压外环所得到的电压误差信号与输入电压采集信号相乘作为电流参考信号。在每个高频周期内，在电感电流降为零后，开关管开通，电流上升，当电流达到电流参考值时，开关管关断，电流开始下降，如此重复。由此实现输出电压恒定，且输入电流始终跟踪输入电压，实现功率因数校正。图4.1 功率因数校正主电路拓扑及控制原理4.1.2 功率因数校正电路仿真结果通过MATLAB/simlink搭建了功率因数校正仿真电路，仿真时电路参数设置如下：输入滤波电容C1=2uF,输出

32、电容C=100uF,电感L=700uH。仿真结果如下：1. 输出电压波形：图4.2 输出直流电压波形由仿真波形可以看出，输出电压在0.06s后稳定在400V左右，输出电压无静差，动态过程中输出电压无超调，证明了PI调节的有效性。稳定后输出电压的纹波电压为4%。2. 输入电流与电感电流波形图4.3 输入电流和电感电流波形测量输入电流和电感电流结果如图 所示，由波形可以看出，通过输入电容滤除电感电流的高频分量后，输入电流中高频谐波分量明显减少。测量输入电流的总谐波失真量THD，结果为0.0004左右，证明电流谐波量较少。3. 输入端电压电流波形：图4.4 输入电压电流波形由输入端输入电压及输入电流

33、波形可以看出，输入电压与输入电流基本无相差，且输入电流为正弦波形，验证了功率因数校正电路的可行性。4. 输入侧功率因数测量为进一步验证电路是否满足功率因数大于0.9的要求，本文测量了输入侧的功率因数。测量框图如图4.5 所示：图4.5功率因数测量模块示意图功率因数测量结果：图4.6 输入侧功率因数波形测量波形由功率因数测量结果可以看出，输入侧在电路稳定后的功率因数为0.97。4.1.3 仿真结论：仿真结果显示，输出电压为400V，纹波电压为4%，输入侧功率因数为0.97，各项指标均满足设计要求，验证了电路设计的有效性。4.2 低频方波电路仿真4.2.1 低频方波电路控制原理低频方波电路的主要功

34、能是实现灯电压的低频方波逆变和灯电流的恒流控制。其主电路拓扑结构和控制原理如图4.7所示。采集灯电流信号后，与电流参考信号比较得到电流误差信号，电流误差信号经PI调节后与高频锯齿波(100kHz)比较从而得到开关管的PWM信号，其中开关管S1和S2需低频切换导通，其导通切换频率为400Hz。由此实现灯电压的低频方波逆变，且灯电流保持恒定。图4.7低频方波逆变电路恒流控制原理图4.2.2 低频方波逆变电路仿真结果利用MATLAB/simulink搭建了仿真电路，仿真目标为控制灯电流与电压均为频率为400Hz的低频方波，且灯电流恒定为1A.仿真电路参数如下：电容，电感L=200uH，电容C=0.6

35、6uF。仿真结果如下：图4.8 低频方波电路灯电压及灯电流仿真波形图4.8为电路仿真结果，由波形可知，灯电压及灯电流均为低频方波，其频率为400Hz,且灯电流在每个低频周期内均为1A，与设计一致，验证了恒流控制的有效性。但由仿真波形可以看出，在每次灯电流换向时，均存在电流过冲，电流换向时的电流波形如图4.9所示。究其原因，是在电流换向时，开关管的占空比太大，导致电流换向速度过快，从而产生了电流过冲。一种减小电流过冲的简单且有效地方法是在电流换向时减小开关管的占空比，从而实现电流平稳过渡。图4.9 电流换向时的电流过冲波形图4.10是在换向时减小占空比所得到的电流换向波形，与图4.9比较可以看出

36、，通过在换向时减小占空比能有效降低电流过冲，实现电流换向时的平滑过渡。图4.10 减小占空比后的电流换向波形4.3 点火电路仿真结果未验证点火电路的设计合理性，通过MATLAB/Simulink搭建了仿真电路。由于灯在未启动前，其阻抗可看作无穷大，因此在验证点火电路的可行性时，将灯回路用一个大电阻代替，其中仿真时变压器匝数比设置为1:100,输入DC电压为400V，仿真结果如下：图4.11 点火电路所产生的点火脉冲波形图4.11是点火电路所产生点火脉冲的电压波形，由仿真结果可以看出，点火电压在40000伏左右，满足金卤灯启动电压要求，验证了电路设计的合理性。本章针对第三章所设计的电子镇流器搭建

37、了仿真电路。仿真结果显示：j 功率因数校正电路设计合理，校正后输入侧功率因数为0.97，输出电压为400V，满足设计要求。k 低频方波电路能实现灯的低频方波驱动和灯电流恒流控制。对于逆变时灯电流在换向时所存在的电流过冲问题提出了一种解决方案，仿真结果显示，该方案能有效解决电流过冲问题。通过点火电路能产生一个40000伏的脉冲电压，符合金卤灯的启动要求。5 实物电路设计及实验结果为进一步验证电路设计的可行性，本文设计了实际电路并对电路在不同工作条件下的性能作了测量。5.1 功率因数校正电路的实物设计5.1.1 电路总体方案设计功率因数校正要求：输入电压110220V；输入频率50/60Hz；输出

38、功率150W；输电电压400V；功率因数>0.9;根据设计要求，功率因数校正（PFC）主电路拓扑结构采用常用的Boost升压电路，由于功率等级较小（150W），控制模式采用临界传导（CRM）模式，控制芯片采用ST公司L6562芯片。图5.1 为L6562芯片内部原理图，其中MULT为乘法器输入脚，通过将输入电压采样作为MULT的输入，它与输出电压误差信号的乘积作为电流信号的参考信号，从而实现电感电流能始终跟踪电压，实现功率因数校正。图中ZCD脚为零电流检测引脚，采用CRM工作模式时，电感电流降为零后需开通开关管，电路在ZCD检测到零电流信号后便开通开关管。CS引脚为电感电流采样引脚，通过CS脚采样电感电流信号并与电感电流参考信号比较，从而控制MOSFET的开断，实现功率因数校正。图5.1 L6562芯片原理图5.1.2 电路主要元件参数计算图5.2 采用L6561芯片的PFC典型电路L6562芯片与L6561芯片类似，均为ST公司功率因数校正芯片，图4.2为采用L6561芯片的PFC典型电路结构，本文仍采用该电路