高性能电流控制器在有源电力滤波器的谐波补偿

1、 高性能电流控制器在有源电力滤波器的谐波补偿摘要：一种新的选择性谐波补偿电流控制方案被应用在并联型有源功率滤波器上。该方法采用了一组谐振电流控制器，其中一个是为了基础需要，一个用于每个谐波，为了对基本参照帧中实现，以减少整体的计算工作。所提出的控制器的设计是基于零极点对消技术，同时考虑到在各次谐波的频率的负载的传递函数。两种设计方法被提供，这使得控制器的传递函数可以超越频率响应。电流控制器实现了所有各次谐波控制器的叠加。整个闭环控制的频率响应在过滤目标上是最佳的，即，系统提供了良好的整体稳定性和优异的选择性对感兴趣的谐波。通过对7.6千伏安实验室的过滤器的实验结果支持了这个结论，表明电流总谐波

2、失真系数从34%减少到2，而最高的谐波补偿在第37次谐波电流。关键字：有源电力滤波器（APFS），电流控制，谐波补偿，选择性控制器。1，引言电能质量已成为一个研究课题在配电系统中，由于非线性负载，整流器，开关电源，和其他线路连接的电源转换器，扩散所造成的谐波污染显著增加。电网络中的谐波污染导致电压失真，额外的损失和电气设备的发热，扰动力矩，电机的振动和噪音，在电机，敏感设备的故障和失败，共振和电子设备干扰，设备过早衰老，振动及噪音。有源功率滤波器（APFS）是一种电力电子器件对电力系统进行调理。在大多数情况下，APFS主要是为电流或电压的谐波补偿或隔离而设计。某些拓扑结构可以执行附加的功能，如

3、无功功率补偿或电压调节。在1970年提出了APF的补偿原则，电力电子技术的显著发展使工程师能够将APF在今天得以现实1 - 3。独立的APFS两个基本的配置，无论是有源或无源的都涉及：串联和并联过滤器。将一个有源和一个无源的过滤器组合后被作为混合滤波器4。图中1所示的并行拓扑，是公认的具有成本效益的解决方案，在中低功率谐波补偿系统中。它具有结构和建造简单，类似PWM电压源逆变器，与一个大的直流链路电容器通过一个电感连接到线。图1、并联型APF拓扑结构框图由于非正弦电流一定会产生，使并联型APF的控制成为一项艰巨的任务。大体上，APF控制包括三个阶段：信号测量和调节、谐波检测、控制。目前APF控

4、制已经开发了众多的解决方案。这些大都采用不同的结构如固定的、基本的或谐波来实现过滤器的电流控制。固定的参考框架的电流控制包括：滞环控制【5】，【6】，无差拍控制【7】，和线性等效选择性谐波补偿的PI控制【9】。基本结构的电流控制包括：线性PI电流控制【5】，滑模控制【8】。多台控制器的比较5揭示在固定结构条件下滞环控制器比无差拍控制器有优势，在基本结构条件下比PI控制器有优势。选择性APF谐波用参考结构框架控制，其中每个谐波的检测和控制有其自己的基准结构，似乎这是最高效的方法。该方法的计算时间是昂贵的，但结果控制的性能是良好的。控制器可以在谐波的参考结构中实现，即固定结构用固定结构广义集成9或

5、基于重复的控制的控制【10】，或者是基本就够通过等效PI控制器来实现【11】，【12】。 本文是基于选择性谐波控制的APF基本参考框架中实现的。除了现有的解决方案，假定PI控制器，在谐波框架上是最好的选择12，该方案确定了控制结构零极点对消的基础上的设计方法，同时考虑到荷载传递函数具有复杂系数。用这种方式，得到一个新的和更好的，控制器的传递函数。基本构架中实现，该控制器为整个控制回路的谐振带通滤波器提供频率响应，其通带内具有很好的选择性和显着衰减。本文为电流控制器提出了两种设计方法，并执行控制回路的频率响应分析。解决方法通过两种类型的负载为7.6-千伏安APF实验而验证。采用这种策略，的线电流

6、的总谐波失真（THD）因素已经从34降低到不到2，最高补偿谐波电流的第37次。2，APF电流控制策略a，APF控制结构并联型APF具有一个三相PWM功率转换器通过一个约为功率滤波器5的电感连接到电力系统上。直流链路存储组件是一个电容器，通常比标准的功率逆变器的值较大。该过滤器作为一个谐波电流源，注入的线路具有相同的振幅和相反的相位的负载的高次谐波电流的谐波电流。正在考虑的非线性负载是典型前端的三相整流无论是电流源或电压源的直流母线电路中使用的工业交流驱动器。本文假定只有三相系统。这种类型的负载产生非正弦电流，与典型的THD因数从30，因电流源负载，高达130，因电压源的负载。这种典型类型的电流

7、谐波频谱的事实，即仅包含边带和6的基本频率的倍数，其谐波频谱只包含谐波的次数为 ，其中次谐波是正序，次谐波是负序。提出的APF控制框图示于图, 2。此方案使用线电流测量来检测的谐波电流以进行补偿，并用过滤器电流测量来控制过滤器电流。这种拓扑结构被称为前馈拓扑，于其相对的反馈拓扑结构使用的是负载电流测量。图2、APF控制结构框图前馈和反馈计划都进行了测试前馈方案是首选的因为其良好的稳定性和简便。然而，类似的结果也通过反馈方式得到。因为同步的目的，线电压被测量，其频率和相位从基于PLL的频率观测器中提取。该控制系统包含一个直流电压控制回路，和一系列的基波和谐波电流控制器中实现基本参考框架，其与线电

8、压同步。电流控制被分成两个不同的路径：基波电流控制，从直流电压控制器的输出接收其基准值（较低的信号路径示于图.2）;谐波电流控制，其接收作为参考的线电流的谐波含量值（较高的信号路径示于图.2）。APF参考电压是所有电流控制器输出的总和，通过空间矢量调制（SVM）的单元实现。直流电压控制器是比例积分（PI）的单元其接收作为输入的基准和所测量直流电压,并输出基波有功电流作为参考值，在同步参考值上控制增益不变，=0.1、，调整为动态缓慢响应，这是可取的，以避免电流和电压控制器之间的干扰。直流参考电压是恒定的，.b，基波电流控制APF的电流控制通过各次单独谐波的控制实现，包括基本的，随后所有的控制器所

9、产生的命令叠加。所有的控制器通过基本参考值角速度旋转实现。线路电感器的向量模型，其同步基本框架，是R和L是线电感的电阻和电感，是过滤器电压，是过滤器电流，是线电压矢量。基本电流控制器是一个反馈控制器，它提供零极点对消的R-L技术。这是一个复杂的系数PI控制器，具有交叉耦合去耦和线电压前馈补偿13。基波电流控制器的参考是。有功电流是电压控制器的输出，而只有当需要无功补偿时无功电流设定为非零，否则=0。过滤器的电流矢量被测量，然后被转化为基本参数。PI控制器得到和被用来作为,因较小，所以该控制器具有相对较慢的响应，使其不干扰谐波电流控制器。电流控制回路速度必须被设计的比电压回路快，这是该系统的最慢

10、的组件。这简化了PI控制器的设计而且让我们很容易去调整。图3、在基本结构下的基本电流控制环路基本电流控制回路，包括控制器（3）的RL（线路电感器）模型（2），在基本参考值下的框图，示于图、3。考虑一个理想逆变器，,该电流控制环路的传递函数是假定，控制器的零点抵消了机器极点和传递函数成为是一个一阶低通滤波器的时间常数在固定框架中的H1的频率响应被表示在图中、4为正和负两种频率，线性标度，和为的1和5的两个选定的值。由于基本控制器试图实现正弦电流，所以重要的是要保持其相对低的带宽。必须限制此控制器的参考值（电压控制器的输出），对应于预期的最大的基波电流，这是显著低于在APF性能。值得注意的是，在循

11、环只为正序基波频率提供单位增益，所有其他频率的显著衰减，包括直流。非零无电流参考值被设置时，该控制器是能够进行无功功率补偿功。在这种情况下，不平衡负载补偿需要情况下，一个额外的拥有类似的拓扑结构的负序控制器必须被运行。图4、基准电流控制环路在稳定条件下的频率响应，其中Ki=KpR/L,Kp=1或5 3，对于选择性谐波补偿的谐波电流控制选择性谐波补偿有一种特性，即它提供了两个重要的优势在灵活性方面，相比非选择性的方法。第一，在谐波电流大于APF容许的的情况下，该控制系统具有能够有选择性地补偿最有害的谐波，保持对APF的过载保护。第二个优点是控制的鲁棒性在面对参数的不确定性时时。电感参数随频率变化

12、，而这些变化可以很容易地考虑到当为每个特定的频率调整单个控制器。以这种方式，可以提高系统的整体稳定性。这种方法是不可能的，在只有一个控制器，一种增益，在用于补偿非选择性控制的情况下。选择性控制的主要缺点是放置在数字控制系统的计算负担的增加。谐波电流的控制具有为负载谐波电流生成具有相同的幅度和相反的相位的谐波电流。所述控制器为实现单个控制器的叠加，每个设计都有一对的正序和负序谐波。对于选择性补偿，每个单独的单元可以单独使用或禁止。所有的控制器被确定在基本参考频率上旋转。由于坐标轴的旋转提供了一个-的频移，在基本的参考结构上，谐波次数从变成。因此，在该帧中，一对正和负序谐波有相同的顺序，并且都可以

13、同时控制由一个单一的实系数控制器该特定频率调谐。谐波的控制器的设计也可以进行，也可以在基本帧，其中每个控制器调节电流的频率，和n的整数，或谐波的参照帧中，其中每个控制器调节直流量。a,谐波参考框架设计这种谐波框架，控制电流环路是专为直流量设计的，因为在自己的框架感兴趣的谐波电流是直流本身。考虑角速度旋转的参照结构，R-L的线电感模型是其中，上标表示参考帧顺序。 这是很重要的去关注这一系统有一个单一的复极点为，其中，n为整数。常规的拥有实系数的PI控制器是不足够的执行补偿的插入极与控制器的零极点，不论其增益是多少。该系统的电流控制器实现的零极点对消，当谐波为，具有复杂的传递函数。其中下标表示谐波

14、阶次。线间电压补偿是不存在的，尽管线电压频率为50Hz，即使线间距离足够去考虑谐波频率，甚至在最不利的k=6的情况下。在其自己的参照帧的谐波电流控制环路的方框图如图、5所示，它描绘出的植入模型（6）和控制器（7）。图示只表示谐波含量。由于正序和负序具有相反的旋转方向，根据的符号，图5表示控制回路仅又一个序列。图5、在谐波结构下谐波k的电流环路控制考虑到这两个相序必须同时被补偿，控制器（7）转化为固定参考坐标系，采取的频移为正序列的+和负序列-。采用这种频移，正序谐波的传递函数变成,同时负序谐波变成,即为了只用一个控制器同时控制正序和负序谐波，需要的传递函数是和的叠加，即值得注意的是，表示谐振控

15、制器的传递函数（谐波积分器）其调谐频率为（包括正序和负序）为直流分量提供的增益为0.假设有一个理想变换器，考虑在（2）和（9）的情况下，线电压作为扰动，在稳定结构下，其谐波为k，谐波电流控制环路的传递函数为假设，控制器的零点抵消了植物极和电流环路的传递函数变为一个二阶带通滤波器的调谐频率这一传递函数为为频率提供单位增益，也为信号提供零点增益，即它完全杜绝基本频率（这是直流量自己的结构）。固定框架中的x的频率响应被以线性尺度表示在图、6，图6、谐波电流控制环路在稳定结构下的频率响应，k=6,R=1,L=10mH,Ki=KpR/L,K=1、5包括正序和负序的频率。这一响应是在k=6，其中的值为1和

16、5。别的参数是：，.环路为需要的的频率提供单位增益（图6中的300 Hz）两个相序与的值无关。它具有所有其他的频率显著衰减。增益控制着选择性，较低的值使控制器更有选择性，也在瞬态期间具有较少响应（实验结果见图13和图14）。图13、线电流和其谐波的频谱（a）第一谐波对（k = 6的），THD= 6.66，以及（b）第一2对（k = 6、12），THD= 3.82，都是对RLC负载。图14、APF启动瞬变在（a）K =0.3，K= 300，（b），K = 3，K= 3000，负载为RL负载。上图：CH2为负载电流，CH3为过滤器的电流和CH4为线电流。稳态性能和选择性被认为是更重要的这种情况下，

17、同时也具有较小的值，所有控制器的。最后，整个谐波电流控制器由（9）给出的单个控制器中的叠加实现。完整的谐波控制器是谐波控制器的框图，连同谐波探测器表示在图7种。图7、基本结构下的谐波电流控制器和HPF谐波侦测原件b，基本参考框架设计基本参考框架设计的另一种方法，它采取了相反做法设计控制器。它开始设计思路是闭环系统传递函数，并确定控制器实现该功能。指定所需的闭环回路的行为可以进行分析，或作为频率响应，类似图6。在基本的结构框图上，电流控制环路被设计成一对频率，n是整数。对于各次谐波，正序和负序的，回路必须提供单位增益。对于所有其他频率所需的零或非常低的增益。换言之，电流环路的传递函数的频率响应必

18、须类似于在图6的形式，这是带通滤波器的特征。最简单的传递函数，它具有这种类型的频率响应，是由下式给出的二阶带通滤波器c,谐波检测方法谐波检测是基于图7的左侧所示的高通滤波器。该检测器是一个四阶高通滤波器（HPF）去除的基波电流，并输出的高次谐波电流的APF进行补偿，其中的截止频率，。HPF在基本构架中实现，其中的基波电流变为直流且不会产生相移。4，实验结果实验装置由7.6千伏安APF和非线性负载组成的。图9显示的以下组件是测试系统的一部分。丹佛斯VLT5006标准逆变器操作APF，,开关频率，.丹佛斯线路滤波器，,其参数,非线性负载，有负载三相二极管整流器附加一个标准的可调速驱动器的负载。数字空间系统的DS1103硬件的平台控制系统，和利用Matlab / Simulink的实时接口（RTI）的开发接口。图9、APF系统的实验装置5，结论基于并联型APF的选择性谐波补偿的电流控制计划已经提出并实验验证。该控制器具有以下主要特点。每一对谐波，n=1,2·······由