对推挽逆变器变压器漏感尖峰有源钳位的研究精品

1、一推挽逆变器的原理分析 主电路如图1所示：Q1, Q2理想的栅极UG1,UG2 漏极UD1,UD2波形如图2所示:UG1实际输出的漏极波形:从实际波形中可以看出,漏极波形和理想波形存在不同：在Q1,Q2两管同时截止的死区处都长了一个长长的尖峰,这个尖峰对逆变器/UPS性能的影响和开关管 Q1,Q2的威胁是不言而喻的,这里就不多说了.二Q1,Q2两管漏极产生尖峰的成因分析从图1中可以看出,主电路功率元件是开关管 Q1,Q2和变压器T1.Q1,Q2的漏极引 脚到TI初级两边走线存在分布电感,T1初级存在漏感,当然T1存在漏感是主要的. 考虑到漏感这个因素我们画出推挽电路主电路等效的原理图如图4所示

2、：mr I ft'tttw .viwsai从图4中可以看出L1,L2就等效于变压器初级两边的漏感,我们来分析一下 Q1导通时的情形：当 Q1的栅极加上足够的驱动电压后饱和导通,电池电压加到漏感L1和变压器T1初级上半局部,当然绝大局部是加到T1初级上半局部,由于L1比T1初级上半局部电感小得多.此时Q2是截止的,主电路电流方向为从电池正极到T1初级上半局部到L1到Q1的DS再回到电池的负极；L1上电压的极性为左负右正,T1初级上半局部电压的极性为上负下正,如图5所示：Cl.一 BT当Q1栅极信号由高电平变为低电平时,此时Q2也还截止,即死区处 Q1,Q2都不导通,T1初级上半局部由于和

3、次级耦合的原因,能量仅在Q1导通时向次级传递能量,到Q1截止时T1初级上半局部上端的电位已恢复到电池电压,而L1可以看做是是一个独立的电感,它储存的能量耦合不到变压器T1的次级.但是,随着 Q1由导通转向截止,L1上的电流迅速减小,大家知道电感两端的电流是不能突变的,根据自感的原理L1必然要产生很高的反向感生电动势来阻碍它电流的减小,所以此时电感电压的极性和图5相反,T1初级上半局部的电压为 0,两端点的电压都等于电池电压,此时Q1漏极的电压就等于 L1两端的电压和电池电压之和,这就是Q1,Q2两管漏极产生尖峰的原因,如图6所示.三Q1,Q2两管漏极产生尖峰的消除上面我们已经分析了Q1,Q2两

4、管漏极产生尖峰的原因,下面我们就来想方法消除这个尖峰了.我想到的方法就是Q1,Q2的漏极到电池的正极加一个开关,当然这个开关也由MOS管来充当,当然其它功率管也行.这个开关只在Q1,Q2都截止时才导通,用电路实现如图7所示：本文转自电子工程世界： :/ eeworld .c n/dygl/2021/0326/article_4912.html0山醫世円由图7可以看出,参加 D1,D2可以预防Q3,Q4寄生二极管的导通,这样, Q1,Q2漏极的尖 峰就可以限制在 D1,D2和Q3,Q4的压降之和了,而这个压降是很小的,漏感的尖峰的能量 也释放回电池和 C1 了.Q1,Q2,Q3,Q4的驱动时序如

5、图8UG1UG3 VG4参加了有源嵌位后实际输出的波形如图9所示:四 这个电路和全桥逆变电路的比拟:看到这里,大家也许会说,这个电路和全桥电路不是一样吗？你的电路还多了两个二极管.不错,这个电路和那种两桥臂上下管都互补的全桥电路来说还是有些相似,最大的不同就是我这个电路主电路还是推挽,它的导通压降还是一个MOS管的导通压降,而全桥电路是两个MOS管的导通压降！对于采用低电压大电流电池供电的应用场合,这个电路的损 耗更小,效率更高,由于漏感的储能比拟小,Q3,Q4选型时可以比Q1,Q2电流小得多,因而节约了本钱.实际上Q3,Q4可以只用一个的,如图 10所示：rtry j 4V|irfV图10驱

6、动逻辑改为,如图 11所示:UGJVG2VG3图11总结：本文从原理出发分析了在推挽逆变器中两开关管漏极产生尖峰的原因,提出了改良方法,并在实际应用中得到验证是可行的,相比于传统推挽逆变器, 极大地提升了了性能,提升了效率和稳定性本文转自电子工程世界： :/ eeworld /dygl/2021/0326/article_4912_2.htmlEPC高频变压器分布参数及其影响的分析摘要：随着高频化的需要,变压器分布参数的影响也逐渐显著.从高频化的等效电路入手,对开关变 压器分布参数的影响进行了详细的理论分析和仿真验证,提出了在设计和绕制变压器时能够减小分布参数的几种举措,并通过仿真结果给岀了利

7、用分布参数作为谐振元件的一局部的高频软开关电路的具体实现.1、引言行波管放大器(TWTA)具有宽频带、高增益、高效率等优点,被广泛应用于微波通信、雷达和电子对抗等 技术领域中.TWTA由空间行波管(TWT)和电子功率调节器(EPC)组成.EPC1,2是由大量电子元器件和高压部件组成的 复杂而且特殊的电子设备,它由指令电路、遥测电路、变换器及保护电路等功能模块组成.理论分析和实践经验说明,电气产品的变压器、电感和电容的体积、重量与供电频率的平方根成反比.所以,实现电路小型化、轻量化最直接的途径是提升开关频率.由于受限于火箭的运载水平,对星载EPC的体积、重量方面提岀了严格的限制,因此必须要提升频

8、率以满足小体积、轻重量的要求.高频变压器也可称作脉冲变压器或开关变压器.它与普通变压器的区别大致有以下几点：(1) 电源电压不是正弦波,而是交流方波,初级绕组中电流都是非正弦波；(2) 变压器的工作频率比拟高,通常都在几十千赫兹,甚至高达几十万赫兹.在确定磁心材料及损耗时 必须考虑能满足高频工作的需要及磁心中有高次谐波的影响.2、变压器等效电路在一般的理论分析中,为了简化分析过程,通常忽略功率变压器的励磁电感和漏感,以便获得电路工作 的根本原理和根本特征.实际上,寄生参量是客观存在的,而且随着开关频率的提升,分布参数的影响越严 重.(1) 励磁电感由于磁导率是有限的,那么在原边绕组中就有励磁电

9、流存在.这一增加的电流可以在等效电路中增加一个 和原边线圈并联的励磁电感Lm来表示.励磁电感能量表示有限磁导率的磁芯中和两半磁芯结合处气隙存储的能量.存储的能量与加到线圈上每匝伏特有关,与负载电流无关.(2) 漏感在实际变压器中,如果初级与次级之间、匝与匝之间、层与层之间磁通没有完全耦合,就会产生漏感. 漏感能量表示线圈间不耦合磁通经过的空间存储的能量.在等效电路中,漏感与理想变压器鼓励线圈串联, 其存储的能量与鼓励线圈电流的平方成正比.(3) 分布电容在实际变压器的绕组中存在着分布电容,尤其存在于线圈导线和变压器磁心之间以及各绕组之间.电容 量的大小取决于绕组的几何形状、磁心材料的介电常数和

10、它的封装材料等.在等效电路中,在每一理想线圈 两端并联一个集中的电容.综合考虑以上因素,可以得出变压器的一般等效电路,如图1所示.其中,Rp Rs表示原、副边的绕组电阻,Lip、Lis表示原、副边的漏感,Lm表示励磁电感,Cdp Cds表示原、副边的分布电容, Rc表示磁心 损耗,其中包括磁滞损耗和涡流损耗.将副边漏感、次级绕组电阻、次级分布电容分别折算到原边,并将原、副边漏电感、绕组电阻、分布电 容分别集中在一项里,得到如图2所示简化的等效电路.设变压器原边匝数为N1,副边匝数为 N2,变比为n(n=N2/N1),贝U R=Rp+ Rs/n2,Cd=Cdp+ n2Cds,LI=Llp+ Ll

11、s/n2 .1-/VYVVJ图1变压器的一般等效电路图2简化的变压器等效电路3、变压器分布参数影响的理论分析3由于高频变压器的输入为交流方波,以下分脉冲前沿、脉冲顶部、脉冲后沿进行说明(1)脉冲前沿在脉冲前沿,时间变化很快,因而漏感和分布电容上就产生很强的电流及电压变化,而对于瞬间变化的 输入电压而言,加在它上面的开路电感的阻抗是趋向无穷大,可以忽略.假设忽略绕组电阻和磁心损耗电阻由此得到图3所示的上升沿等效电路.计算节点X的电流,并通过对它的方程求倒数,就能得到二次微分方程RC0 LC, EQU2R图3上升沿等效电路(2)脉冲顶部在脉冲顶部时,脉冲持续期内电压电流根本保持不变,因此漏感和分布

12、电容便不起主要作用,励磁电感 起重要作用.由此得到图4所示的脉冲平顶的等效电路.计算节点X的电流,得到一次微分方程：这个方程的解是:图4脉冲平顶等效电路R10.1AAAR11k(3)脉冲后沿漏感通常比励磁电感小很多,可以忽略.脉冲后沿时,储存在励磁电感中的磁能和分布电容中的电能释 放能量,因此励磁电感和分布电容起主要作用.由此得到图5所示的下降沿等效电路.计算节点 X 的 电流, 得到二次微分方 程笋+盅务走解是'宀5图5下降沿等效电路4、变压器分布参数影响的仿真分析根据以上分析,用软件 PSPICE进行仿真.所使用的参数如图6所示,仿真波形如图7所示仿真原理图VI = 0 V2 =

13、45TD = 0 TR = 0 5UTF = 0.5u lw =仝 anPER = 50u图7用PSPICE计算出的波形由图7的仿真波形可见,由于分布参数的存在,在上升沿时具有上冲,在下降沿时存在下冲.互感和漏感能量在开关转换瞬时引起电压尖峰,造成损耗增加,严重时会造成开关管损坏,同时也是EMI的主要来源,因此必须加以限制.5、变压器分布参数的抑制和利用5.1变压器分布参数的抑制根据漏感和分布电容的产生原因,可以采取以下举措来进行抑制.(1) 减少漏感的方法 减少绕组的匝数,选用高饱和磁感应强度、低损耗的磁性材料； 减少绕组的厚度,增加绕组的高度； 尽可能减少绕组间的绝缘厚度； 初、次级绕组采

14、用分层交叉绕制； 初、次级绕线应双线并绕.(2) 减少分布电容的方法 绕组分段绕制； 正确安排绕组的极性,减少它们之间的电位差； 采用静电屏蔽举措.5.2变压器分布参数的利用为满足小型化要求,同时克服分布参数的影响,使开关变换器在高频下高效率地运行,自20世纪70年代以来,国内外不断研究开发高频软开关技术4.软开关技术很好地利用了电路中的分布参数,将寄生电感和电容作为谐振元件的一局部,消除了分布参数引起的电压尖峰.图8所示谐振变换器电路,图9给出的相应仿真波形,较为形象地说明了软开关利用分布参数所到达的效果.图9用PSPICE计算出的波形1JV. * : 十4HStDim图8谐振变换器电路6、

15、结束语当变压器高频化后,随之而来的有很多问题,比方铁损和铜损的增加,趋肤效应和临近效应的增强等.由此可见,针对不同的场合,应根据不同工作要求,合理设计变压器,尽可能减小漏感和分布电容,增大励磁电感,使变压器性能接近理想情况.本文作者创新点：针对高频变压器分布参数问题,做了仿真分析并提岀了在设计和绕制变压器时能够减小分布参数的几种举措.漏感与分布电容对输出波形的影响一為陶显芳时间：2021-12-08 2261 次阅读 【网友评论2条我要评论】 收藏 2-1-1-19 .漏感与分布电容对输出波形的影响开关电源 变压器一般可以等效成图2-43所示电路.在图2-43中,Ls为漏感,也可称为分布电感,

16、Cs为分 布电容, 为励磁电感,R为等效负载电阻.其中分布电容 Cs还应该包括次级线圈等效到初级线圈一侧的 分布电容,即次级线圈的分布电容也可以等效到初级线圈回路中.Ls图2 - 43开关电源变压器等效电路设次级线圈的分布电容为 C2,等效到初级线圈后的分布电容为C1,那么有下面关系式:It1%严討心冷产詛硏厶*上式中, Wc2为次级线圈分布电容 C2存储的能量, Wc1为C2等效到初级线圈后的分布电容 C1存储的 能量；U1、U2分别为初、次级线圈的 电压,U2 = nU1 ,n = N2/N1 为变压比,N1、N2分别为初、次 级线圈的匝数.由此可以求得 C1为：C1 = n2C2 (2-

17、121 )(2-120 )式不但可以用于对初、次级线圈分布电容等效电路的换算,同样可以用于对初、次级线圈电路中其它电容等效电路的换算.所以,C2亦可以是次级线圈电路中的任意电容,C1为C2等效到初级线圈电路中的电容.由此可以求得图2-43中,变压器的总分布电容 Cs为：Cs = Cs1 + C1 = Cs1 +n2C2(2-122 )(2-122)式中,Cs为变压器的总分布电容,Cs1为变压器初级线圈的分布电容；C1为次级线圈电路中总电容C2 (包括分布电容与电路中的电容)等效到初级线圈电路中的电容；n = N2/N1 为变压比.图2-43开关变压器的等效电路与一般变压器的等效电路,虽然看起来

18、根本没有区别,但开关变压器的等效 电路一般是不能用稳态电路进行分析的；即：图2-43中的等效负载电阻不是一个固定参数,它会随着开关电源的工作状态不断改变.例如,在反激式开关电源中,当 开关管导通时,开关变压器是没有功率输岀的,即负载电阻R等于无限大；而对于 正激式开关电源,当开关管导通时,开关变压器是有功率输岀的,即负 载电阻R既不等于无限大,也不等于 0.因此,分布电感与分布电容对正激式开关电源和反激式开关电源 工作的影响是不一样的.图2-44和图2-45分别是开关电源变压器与电源开关管连接时的工作原理图和各点工作电压的波形图.在图2-44中,当开关管Q1导通时,无论是对正激式开关电源或反激式开关电源,分布电感Ls都会对流过开关管Q1的电流Id起到限制作用,即降低Id的电流上升率,这对保护开关管是有好处的；由于,开关管 刚导通的时候,电流在管芯内部是以扩散的形式由一个点向整个面扩散的,如果电流上升率太大,很容易 使开关管因局部面积电流密度过大造成损伤.分布电感Ls和分布电容Cs可以看成是一个 串联振荡回路,当开关管 Q