2buck直流变换器的工作原理及动态建模

1、将一个固定的直流电压变换成可变的直流电压称之为DC/DC变换,亦称为直流斩波.用斩波器斩切直流的根本思想是：如果改变开关的动作频率, 或者改变直流电流通和断的时间比例,就可以改变加到负载上的电压、电流的平均值.Buck变换器又称降压变换器、串连开关稳压电源、三端开关型降压稳压器.根本的DC/DC变换器按输入输出之间是否有电气隔离可分为两类：隔离型DC/DC变换器和非隔离型DC/DC变换器.非隔离型DC/DC变换器中存在四种根本的变换器拓扑, 它们是降 压式(Buck)型,升压式(Boost)型,升降压式(Buck-boost)型,Cuk型,此外还有 Sepic型和 Zeta型变换器.二电平Bu

2、ck直流变换器的工作原理及主电路图1131 1251【26】1主电路拓扑Buck变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器.它的拓扑 为电压源、串联开关和电流负载组合而成.如下图：图Buck电路主电路拓扑 为了分析稳态特性,简化推导公式的过程,特作如下假定.(1)开关晶体管、二极管均是理想元件.也就是可以瞬间的导通和截至,而且导通时降压为零,截至时漏电流为零.(2)电感、电容是理想元件.电感工作在线性区而未饱和,寄生电阻为零,电容的等效串联电阻为零.(3)输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略.Buck变换器的工作原理：当开关管S导通时,电容开始充电,5通过向负载传

3、递能量, 此时,增加,电感内的电流逐渐增加,储存的磁场能量也逐渐增加,而续流二极管因反 向偏置而截至；当S关断时,由于电感电流iL不能突变,故iL通过二极管VD续流,电感电 流逐渐减小,由于二极管VD的单向导电性,iL不可能为负,即总有iL 0,从而可在负载上 获得单极性的输出电压.根据晶体管的开关特性,在管子的基极参加开关信号,就能限制它的导通和截至,对于NPN晶体管,当基极参加正向信号时,将产生积极电流 ib,基极正向电压电压升高,ib也随 之升高,ib到达一定数值后,集电极电流ic到达最大值,其后继续增加 ib, ib根本上保持不变,这种现象称为饱和.在饱和状态下,晶体管的集射极电压很小

4、,可以忽略不计.因此晶 体管的饱和状态相当于开关的接通状态.当基极参加反向偏压时,晶体管截至,集电极电流i c接近于零,而晶体管的集射极电压接近于电源电压.晶体管的这种状态相当于开关的断开状态,通常称为截至状态,或称为关断状态.由Buck变换器的工作原理可以看出,电感可以工作在电流连续的方式下,也可能工作 在电流不连续的工作状态.以此为标准将Buck变换器的工作模式分为两种：电感电流连续工作模式(continuous current mode, CCM)和电感电流断续模式 (discontinuous currentmode, DCM).电感电流连续是指输出滤波电感的电流总大于零,电感电流断续

5、是指在快关管段期间有一段时间输出滤波的电流为零.在这种工作方式之间有一个工作边界,称为电感电流临界连续状态,即在开关管关断末期,滤波电感的电流刚好降为零.下面分别讨论电感电流处于不同模式时的变换器工作原理.(1)电感电流连续模式如下图为电流连续导电模式下的相关波形：图电流连续模式下电路波形在0匕区间,开关管S处于导通状态,电源电压通过S到二极管VD两端,故二极管VD截至.电流流过电感,由于输出滤波电容保持不变,那么电感两端呈现正电压UL Ui U0,由于Ui U0所以,在该电压作用下输出滤波电感中电流1线性增长,知道t1时刻,iL到达最大值Ili.在S导通期间,电感电流的增量及开关管的占空比D

6、分别为t2 U 0U0U0iL( ) t -dt 十(Ts t1) (1 D)Tst1LLL其中D 上 (0 D 1)Ts(2-1 )在t1 ts区间,S关断,由于电感的储能作用,iL经二极管VD继续流通,此时加在输 出滤波电感上的电压 Ul U0,呈现负值,电感中电流iL线性衰减,直到Ts时刻,iL到达 最小值Il2.在S截至期间,电感电流的减小量为Ts U0U0U0iL( ) t皆dt V(Ts t1)十(1 D)Tst1LLL(2-2 )由于稳态工作下的电感电流iL波形必然周期性重复,因此S导通期间iL的增量必然等于 S截至期间的减小量,即iL(+)iL(-),所以UDTs 牛(1 D)

7、Ts(2-3 )整理得DU：(2-4)由式(2-4)可知,输出电压与开关管的占空比D成正比,所以通过改变开关管的占空比可以限制输出平均电压的大小.由于占空比总是小于1,所以输出电压总是小于输入电压,故常称为降压式变换器.改变占空比就可以改变输出电压值.(2)电感电流断续模式当电感较小,负载电阻较大或 Ts较大时,将出现电感电流已下降到0,但新的周期却尚未开始的情况.如图为电流断续模式下Buck电路的相关波形图电流断续模式下电路波形式中,0 ti区间,开关管IL1 .在工时刻,D 3s,且TsS处于导通状态,与电感电流连续模式下的工作情况相同,此S关断,(1电感中电流iL线性衰减,直到tdis时

8、刻下降到0,即(2-5)D)o由于ii_()= ii_(UoUi其中(1 D)此时,变换器输出电流Io任等于电感电流平均值,即11 ,I LtdisTs2D2Ui2LfS (US1)Ui(2-7)上式说明.电感电流断续时U0/Ui不仅与占空比 D有关,而且与负载电流I.有关.假设I0 0,那么D多大,输出电压 U0必等于输入电压 Ui. (3)电感电流临界连续模式在有关电流断续工作模式的数学关系中,首先需要推导的是电感电流连续与断续的临界 条件,其推导过程如下.降压型电路电感电流处于连续与断续的临界状态时,在每个开关周期开始和结束的时刻,电感电流正好为零,如图2-4所示.图降压型电路电流临界连

9、续工作时的波形稳态条件下,由于电容C的开关周期平均电流为零,因此电感电流iL在一个开关周期内的平均值等于负载电流为(2-8 )而电感电流h的开关周期平均值可以按下式计算：tsIl 0 iL(t)dt(2-9 )I0 IL,即得到电感电流连续的临界条件.这种计算方法需要导出Il t的表达式,还要计算定积分,比拟繁琐.我们采用一种简 单的方法.根据图2-4,电感电流在一个开关周期中的波形正好是一个三角形,它的高IL,底边长为Ts,面积为Si1 I lTs2(2-10)在几何意义上,电感电流的开关周期平均值等于和该三角形同底的矩形的高,因此电电流开关周期平均值等于三角形面积除以Ts,即Il 2 Il

10、(2-11)Il的计算方法如下：电感电流在零时刻从零开始线性上升,在DTs时刻到达 Il ,上升的斜率为diLL L Ui Uo dt(2-12)有：Il UDTs(2-13)此时电感电流仍为连续,故有力D Ui将其代入式(2-13 ),有1 DIllUoTs(2-14)那么可得电感电流开关平均值的表达式为1 D IlUoTs2L(2-15)电感电流连续的临界条件为I0 IL将式(2-8)和式(2-9)带入上式有UoR2LUoTs(2-16)整理得L 1 DRTs2(2-17)这就是用于判断降压型电路电感电流连续与否的临界条件.随后需要推导的是电感电流断续条件下输出与出入电压的比例.首先设开关

11、S关断后电感的续流时间为aTs ,如图3-7所示,其中0 a 1 D.图电感电流断续工作时的波形根据稳态条件下电感电压开关平均值为零的原理,有(2-18)1Il - Il(D )2(2-19)(Ui Uo)DTs Uo Ts电感电流开关周期平均值为而负载电流为IoUo(2-20)稳态条件下,电容 C的开关周期平均电流为零,故电感电流开关周期平均值等于负载电流,即(2-21)从式(2-18)中,解出(2-22)整理得(2-23)1一Il(D2Uo的表达式,与式(2-15 ) 一起代入式(2-21 )中得1(Ui Uo)5 UoDI S D2 L Uo R2LD2TsR2LD2TsR解方程,并略去

12、负根,得U o, V4K 1Ui 2K(2-24)值得注意的是,式(2-24)在电路工作在电感电流断续条件下成立,而电路工作在电感电流连续条件下不成立.特别是,当电感电流处于临界连续状态时,L/RTS= (1- D) / 2 ,代入式(2-17)得时Uo/Ui D.从式(2-17)可以看出,电流断续时电压比与占空比D和负载R相关,也与电路参数L和Ts有关.主回路电感、电容参数整定1221 1331根据对二电平Buck型直流变换器工作原理的分析以及电感电流连续和断续的临界条件的推导,可以计算出二电平Buck型直流变换器滤波电感和滤波电容的参数.稳态时,电感电流连续的临界条件为：Io Il(2-2

13、5)利用上节内容提到的三角形面积法我们得到电感电流的临界条件为：LRTs整理得RTs(2-26 )在本次的设计中,给定工作电压Uj为40V ,输出电压U0为20V ,负载电阻R为50 ,开关周期fs为40kHz,带入式2-26中得到电感电流临界值：1 D 11LRTs50 3 0.00031H2 440 103(2-27 )即当主电路电感大于 0.31mH时,电路工作在电感电流连续工作模式,当主电路电感小于 0.31mH时,那么为电感电流断续工作模式.本次实验所选用的电感分别为1mH和0.078mH,当使用1mH的电感时,电路为电感电流连续工作模式,中选用 0.078mH时,为电感电流断续工作

14、模式.滤波电容的作用主要是在开关关断时为负载供电和减小输出电压中的纹波.当所选的电容能到达输出滤波的要求时,L可以选的足够大,以便使开关变换器保持在连续的工作状态, 但电容本身没有完美的电气性能,所以其内部的等效串联电阻将消耗一些功率.另外,等效串联电阻上的压降会产生输出纹波电压,要减小这些纹波电压, 只能靠减小等效串联电阻的值和动态电流的值,选择电容的类型,经常由纹波电流的大小来决定.我们设纹波电压为输出电压的0.5% ,即:U o 20 0.5%0.1V(2-28 )开关周期为:Tsfs14 1042.5 10 5s(2-29 )纹波电压Uot2icdtIIII8CTs(2-30 )将式(

15、2-17)带入(2-30 )得:Uo(1D)8LCUoTs2(2-31 )即：(1D)8L UoUoTs2(2-32 )取电感量为临界连续电感值的倍,带入式(1 0.538 1 10 32-32)解得滤波电容C值为:0.11220 (4)4 104_ _ _ 一 5 _3.0259 F30.25 F(2-33 )计算得到电感的最小取值为30.25 式,本次设计选取了 440 F的电容,通过实验验证其满足性能指标要求,能较好的抑制了输出电压纹波.Buck变换器的动态建模151 1101 1411 13112.5.1状态平均的概念由于DC/DC变换器中包含功率开关器件或二极管等非线性元件,因此是一

16、个非线性系统.但是当DC/DC变换器运行在某一稳态工作点附近,电路状态变量的小信号扰动量之间的关系呈现线性的特征.因此,尽管DC/DC变换器为非线性电路,但在研究它在某一点稳态工 作点附近的动态特性时, 仍可以把它当成线性系统来近似,这就要用到状态空间平均的概念.图2-6所示为DC/DC变换器的反应限制系统,由 Buck DC/DC变换器PWMM制器、功率器件 驱动器补偿网络等单元构成.设DC/DC变换器的占空比为d(t),在某一稳态工作点的占空比为D ;又设占空比d(t)在D附近有一个小的扰动,即d(t) D Dm sin mt (2-34)式中,D和Dm均为常数,且| Dm | D；调制频

17、率 m远低于变换器的开关频率m 2 fs.占空比扰动使占空比 d (t)在恒定值D上叠加了一个小幅度低频正弦波信号所调制.(a)(b)图DC/DC变换器反应限制系统占空比为d(t)经低频调制后,Buck直流变换器的输出电压也被低频调制,即输出低频调制频率电压分量的幅度与 Dm成正比,频率与占空比扰动信号调制频率m相同,这就是线性电路的特征.实际上,Buck直流变换器的输出电压中除直流和低频调制频率电压分量外,包含开关频率带、开关频率谐波带及其边频带.当开关频率及其谐波分量幅度较小时,开关频率谐波与其边带可以忽略,这时小信号的扰动量的关系近似为线性关系,于是就可以用传递函数来描述DC/DC变换器

18、的特性.为化简模型,需要忽略开关频率及其边带、开关频带谐波与其边带,于是引入开关周期平均算子的定义1 t Ts x(t) Tsx( )dTs t(2-35)式中,x(t)是DC/DC变换器中某电量；Ts为开关周期,Ts 1/fs.对电压、电流等电量进 行开关周期平均运算,将保存原信号的低频局部,而滤除开关频率分量、开关频率谐波分量 及其边频分量.下面将开关周期平均运算应用于电感元件或电容元件.描述电感元件的特征方程式为(2-36 )上式两边同除以Ldi(t)dtUlL并在一个开关周期中积分,得:t Ts 1 t Ts t di - tUl( )d(2-37 )上式左边表示在一个开关周期中电感电

19、流的变化,右边与电感电压的开关周期平均值成正 比；上式右边应用开关周期平均算子符号,得：1i(t Ts) i(t) -Ts UL(t) TsLs(2-38 )经整上式说明,一个开关周期中电感电流的变化量与一个开关周期电感电压平均值成正比. 理得：Li(t Ts) i(t)TsUL (t )Ts(2-39 )另外由d i(t) dtddt1 t Tsi(t)T t ' ' s0t i(t)dtt+Tsi(t)dti(t Ts) i(t)Ts(2-40 )上式称为欧拉公式将(2-38 )代入(2-19),得:Ld?)TsdtUL (t ) T(2-41 )由上式可知,电感的电流和电

20、感两端的电压经过开关周期平均算子作用后仍然满足法拉第电磁感应定律,即电感元件特性方程中的电压、电流分别用它们各自的开关周期平均值代替后,方程仍然成立.当电路到达稳定时,根据电感电压的伏秒平衡原理：电感电压的平均值等于零,于是ic(t) TdUc(t) TsUL(t) Ts=0,由式(2-41 )得 Csdt说明电感电流的开关周期平均值 <i(t)>T s等于常数,但并不说明电感电流的瞬时值在一 个开关周期中保持恒定. 实际上在DC/DC变换器中,一个开关周期中电感电流的瞬时值波形 一般近似为三角波.类似地也可推的经开关周期平均算子作用后描述电容的方程为Cddtic(t) T.(2-

21、42 )上式说明电容元件特性方程中的电压、电流分别用他们各自的开关周期平均值代替后, 方程仍然成立.当电路到达稳态时,根据电容电荷平衡原理：电容电流的平均值等于零,于是ic(t) Ts 0dt由式(2-42 )得：C dUc(t) Ts =0,说明电容电压的开关周期平均值ic(t) Ts是常数,但并不说明电容电压的瞬时值在一个开关周期中保持恒定. 实际上在DC/DC变换器中,一个开关周期中电容电压的瞬时值波形 一般近似为三角波.2.5.2 小信号交流等效电路小信号交流模型也可以用等效电路表示,可以增加直观性和便于记忆.用等效电路表示小信号交流模型的方法不是唯一的,一般以简单性和物理意义明确等作

22、为选择等效电路.如图所示图Buck变换器小信号交流等效电路2.5.3 平均开关模型基于数学方法的状态空间平均法计算复杂,而且不直观.如果能通过电路变换,求得小信号交流模型,将更直观,使用更方便,这就是平均开关模型方法的出发点.平均开关模型不仅可应用于PWM DC/D境换器,也可用于谐振变换器、三相PW度换器.任彳sj DC/DC变换器都可分割成两个子电路,一个子电路为定常线性子电路,另一个为开关网络,如下图定常线性子电路无需进行处理,关键是如何通过电路变换将非线性的开关网络子电路变换成线性定常电路.图变换器分割成定常线性子电路和开关网络将开关网络等效为受控电压源和电流源,通过将变压器的各个波形

23、用一个开关周期的品均值代替,消去了开关频率分量及其谐波分量的奉献.最后通过扰动和线性化处理,得到小信号等效电路,显然获得小信号等效电路的一个定常的线性电路.整个过程根本通过电路的变化来完成.如图来表示图开关网络等效成理想变压器与电源组成的网络图为Buck变换器的开关网络.为了获得平均开关模型,将其中两个端口电量,如 v2 Ts和i1 T表示成 功 t、i2 t、占空比d的函数.sss图Buck变换器开关网络il(t) Ts d(t) i2(t) Ts(2-43 )V2(t) Ts d(t) v1(t) Ts(2-44 )作小信号扰动,忽略二阶交流项,线性化处理后,可推出Buck变换器等效小信号

24、交流模型.2.5.4 状态空间平均法DC-DC开关变换器的建模方法经历了由数值法到解析法,有离散解析法到连续解析法很难提供电路工作机物理概念不明确,难平均法的不断开展的过程. 数值法所得的结果,物理概念不明确,理的信息而且计算量过大离散法精确,但所得结果的表达式比拟复杂, 以处理非理想元件,不便于设计,很难在工程实际中广泛应用.平均法一直是DC-DCFF关变换器建模理论中最为重要的建模方法,它对设计有一定的指 导意义,近年来,得到了很大的开展,主要有状态空间平均法和电路平均法.状态空间平均法是开关变换器的根本分析方法,可进行稳态和动态小信号的解析分析,此方法有着重要的 实用价值,至今仍受欢送.

25、但状态空间平均法在进行状态空间平均变换处理时要求开关变换器的开关频率远远大于电路特征频率接状态方程中输入变量为常数或缓慢变换量,只能用在扰动频率比开关频率低很多的情况, 不适用于谐振变换器. 当变换器有更多的开关状态、 含 有更多的电容和电感动态元件时, 状态空间平均法需要进行大量的运算, 建模过程复杂,分 析较繁琐.目前,该方法主要用以分析理想 PWMFF关变换器.电路平均法是从变换器的电路出发,对电路中的非线性开关元件进行平均和线性化处理,得到线性等效电路模型,其最大优点是等效电路模型与原电路拓扑一致.主要有：时间平均等效电路法、能量守恒法.时间平均等效电路法的关键是利用电路理论中的替代原

26、理将开关变换器的开关器件由受控电压源或受控电流源进行替代变换,得到开关变换器的等效平均电路,从而用常规方法就可进行开关变换器的 DC稳态和AC小信号分析.该方法只需对开关变换器进行简单的等效 处理即可获得等效平均电路.不需要进行复杂的运算,可以适用于状态平均方法所能适用的 所有开关变换器的建模分析,具有直观,物理意义明确的优点,适用于 DC-DC变换器、谐振变换器的建模和分析.但该方法只用于理想开关变换器的建模分析.2.5.5 脉冲积分法脉冲积分波形积分法是一种能通用于脉宽调制型、准谐振型、桥式串并联谐振型等各类DC-DC变换器的统一建模方法, 能充分反映各类变换器自身的特点,为变换器动态性能

27、指标的分析与设计提供统一衡量标准.此方法的主要特点是：用周期性脉冲函数将变换器在一个周期的各个子拓扑统一形成 一个拓扑,物理概念清楚；对小信号变量的采样函数作拉氏变换,模具具有采样数据模型的特点；可根据变换器的不同类型作相应线性近似处理.2.5.6 二电平Buck电路电感电流连续的建模图等效开关网络d L-i(t)出UL Ts(2-45 )C dUc(t)dtic(t)(2-46 )图Buck变换器等效电路对电路作扰动信号,即令：(2-47 )(2-48 )(2-49 )(2-50 )对上图列写电压电流方程有:Ui(t) Ts UiUi(t)d(t) Ts d(t) D d(t) i2(t)

28、Ts I2 i2(t) u o(t) Ts U o uo(t)i2(t)TsUo TsRJ % Ts d(t) Ui(t) Ts Uo(t) Tsd Uo(t) Ts Cdt(2-51 )一、先求可卜.的传递函数(前提条件是$(s) 0,即用t) 0)Ui对(2-51 )化简并求解得：Ldi2(t)Ld i2(t)dt dtD $(t)Ui Ui(t) Uo Uo(t)Ui Du i(t) Ui$(t) ($(t)ui(t) U0 Uo(t) (2-52 )上式中忽略二次项,消去稳态分量,对小信号进行拉氏变换得：LsI2(s) Du i (s) Uo(s)化简(2-51 )有(2-54 )消去

29、稳态分量,对小信号扰动量进行拉氏变换得CsUo(s)12(s) o()R(2-55 )1 (Cs r)Uo(S)l2(S)(2-56 )联合求解(2-54 )和(2-55 )式得：Uo(s)D$(s) 0Ui(s)LCs2 -s 1R(2-57 )二再求誓|的传递函数$(s) ui(s) 0对(2-51 )式化简并求解得：(2-58 )求拉氏变换得：,前提条件是Ui(s)0,Ui(t) 0L鬻 Ud Uo(t)LsI2(s) Ui d(s) Uo(s)(2-59 )对(2-51 )式化简并求解得-1(Cs+ )Uo(s) l2(s) R(2-60 )U(s)$(s) Ui(s)联合(2-59)

30、和(2-60)求解得UiLCs2 L s 1R(2-61 )2.5.7 二电平Buck电路电感电流断续的建模二电平Buck变换器电路原理如下图.波形如下图:图二电平Buck变换器断续工作波形图当0 t Ti时,S导通,其工作电路如下图：图当0 t工时的二电平Buck变换器工作电路图当工< t <T 2时,其工作电路如下图：图 当T1V t <T 2时的二电平Buck变换器工作电路图当T2<t<Ts时,其工作电路图如下图：图 当T2 < t <T s时的二电平Buck变换器工作电路图统一拓扑电路图如下图图二电平Buck变换器断续工作统一拓扑图"

31、i"U(2-62 )f2(t)tT2 tTs(2-63 )此时电路波形如下图：图di(2-64 )II(2-65 )iLf1(t)和f2(t)波形图d2d31iL C华喏黑白d uo1uodt R(Ui Ui) fl(t)(t) (Uo uo) f2(t)(t)Uo Uo(2-67 )Uifi(t) Ui (t) Ui fi(t)Ui (t) Uof2(t) Uo f2(t) Uo (t) Uo (t)(2-68 )L叽dtd iLL - Uo Uo dt0,即(t )0时的传递函数.1Il(s) CTsSuo(s)uo(s)TsR1 1IL(S) CSuo(s) RUo(CS R)

32、uo RR(2-69 )Ui(s)T1 Uo(s)Ts T2LSIl(s)Ts Uo(s)TsDU i(s) uo(s)d3LSIl(s) uo(s)(2-70 ) 1d1 ui(s) d3uo(s) LSCS uo (s) uo(s)2 LLCS -s 1uo(s)(2-71 )uo (s) d12 LUi(s) LCS2 -S (1 d3)R(2-72 )2)当Ui(s) 0,即Ui(t) 0,求00 的传递函数d(s)c 1Il(S) (CS -)uo(s)R(2-73 )1LSCS -uo(s) uo(s)(2-74 )(Ui Uo)d(s) LCS2 -S (1 d)uo(s) R(

33、2-75 )uo(s)Ui Uo“2l-d(s)LCS2 -S (1 da)R(2-76 )至此,已完成了对二电平 Buck电路连续和断续工作模式的建模,以后将以此为根底对 其限制回路进行设计.3 Buck型DC/DC变换器的限制回路PWM 调制器 131 1161 1271 1381随着电能变换技术的开展,功率MOSFE在开关变换器中开始广泛使用,为此美国硅通用半导体公司(Silicon General )推出SG3525 SG3525是用于驱动 N沟道功率 MOSFET 其产品一经推出就受到广泛好评.下面我们对SG3525特点、引脚功能、电气参数、工作原理以及典型应用进行介绍.SG3525

34、是电流限制型PWg制器,所谓电流限制型脉宽调制器是根据接反应电流来调 节脉宽的.在脉宽比拟器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进 行比拟,从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化.由于结构上有电压环和电流环双环系统,因此,无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提升,是目前比拟理想的新型限制器.3.1.1 SG3525 芯片简介SG3525脉宽调制型限制器是美国通用电气公司的产品,作为SG3524的改良型,更适合于运用MOST作为开关器件的 DC/DC变换器,它是采用新型模拟数字混合集成电路,性能优异,所需外围器件较少. 它的主要特点是：输出

35、级采用推挽输出, 双通道输出,占空比0-50% 可调.每一通道的驱动电流最大值可达200mA,电流峰值可达500mA可直接驱动功率管,工作频率高达 400KHz,具有欠压锁定、过压保护和软启动等功能.该电路由基准电压源、震 荡器、误差放大器、PWM匕较器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级,软启动及关断电 路等组成,可正常工彳的温度范围是0-700摄氏度.基准电压为 V± 1%,工作电压范围很宽,为8V到35V.其管脚如下图：图 SG3525管脚图1、(引脚1):误差放大器反向输入端. 在闭环系统中,该引脚接反应信号. 在开环系统中, 该端与补偿信号车入端(引脚9)相连,可构成跟随器

36、.2、引脚2:误差放大器同向输入端.在闭环系统和开环系统中,该端接给定信号.根据 需要,在该端与补偿信号输入端引脚 9之间接入不同类型的反应网络,可以构成比例、 积分和微分等类型的调节器.3、Sync引脚3:振荡器外接同步信号输入端.该端接外部同步脉冲信号实现与外电路同 步.4、引脚4:振荡器输出端.5、 Ct 引脚5:振荡器定时电容接入端.6、 Rt 引脚6:振荡器定时电阻接入端.7、Discharge引脚7：振荡器放电端.该端与引脚5之间外接放电电阻,构成放电回路.8、 CSoft Start 引脚8:软启动电容接入端.该端通常接一只5的软启动电容.9、Compensation引脚9 :

37、PWM匕较器补偿信号输入端.在该端与引脚2之间接入不同类型的反应网络,可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器.10、Shutdown引脚10：外部关断信号输入端.该端接高电平时限制器输出被禁止.该端 可与保护电路相连,以实现故障保护.11、Output A 引脚11:输出端A.引脚11和引脚14是两路互补输出端.12、Ground弓I脚 12：信号地.13、 Vc 引脚13:输出级偏置电压接入端.14、Output B 引脚14:输出端Bo引脚14和引脚11是两路互补输出端.15、 Vcc 引脚15:偏置电源接入端.16、 Vref 引脚16:基准电源输出端.该端可输出稳定性极好的基准电压.

38、3.1.2 SG3525 内部结构图如下图为SG3525内部结构图：图SG3525内部结构图3.1.3 SG3525 的工作原理SG3525内置了精密基准电源,微调至,在误差放大器共模输入电压范围内,无须外接分压电组.SG3525还增加了同步功能,可以工作在主从模式,也可以与外部系统时钟信 号同步,为设计提供了极大的灵活性.在 CT引脚和Discharge引脚之间参加一个电阻就可 以实现对死区时间的调节功能.由于SG3525内部集成了软启动电路,因此只需要一个外接定时电容.SG3525的软启动接入端引脚 8上通常接一个 5的软启动电容.通电过程中,由于 电容两端的电压不能突变,因此与软启动电容

39、接入端相连的 PWM匕较器反向输入端处于低电 平,PWM匕较器输出高电平.此时, PWM1存器的输出也为高电平,该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上,使之无法导通.只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时,SG3525才开始工作.由于实际中,基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上, 而输出电压的采样电压那么加在误差放大器的反相输入端上.当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时,误差放大器的输出将减小,这将导致PWM匕较器输出为正的时间变长, PW雌存器输出高电平的时间也变长,因此输出晶体管的导通时间将最终变短,从而使输出 电压回落到额定值,实现了稳态.反之亦然.外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用.当Shutdown (引脚10)上的信号为高电平时,PW雌存器将立即动作,禁止 SG3525的输出,同时,软启动电容将开始放电.如果该高电平持续,软启动电容将充分放电,直到关 断信号结束,才重新进入软启动过程.注意, S