开关频率为1MHz的多谐振变换器

1、开关频率为1MHz的多谐振变换器        摘要：分析了一种非常适合工作在超高频下的多谐振DC/DC变换器。该变换器的所有开关管工作在ZVS状态下，所有整流二极管工作在ZCS状态下。该变换器结构简单，整个变换器只需一颗磁元件。并详细分析了该变换器的超高频适应性。一个135V输入，54V/3A输出，开关频率高于1MHz的样机验证了它的工作原理和超高频适应性。该样机在额定条件下效率达到88.7。    关键词：多谐振；软开关；变换器引言轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、

2、电容等元件的体积。但是开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。目前应用软开关技术，变换器开关频率已经可以很轻松地超过100kHz。软开关电路可以分为缓冲型和控制型两种。缓冲型软开关拓扑往往附加了很多额外的线路，增加了成本，降低了可靠性，难以让用户接受。控制型软开关不增加主电路的元器件，通过合理设计控制电路来实现软开关，比较容易让用户采用。目前，成熟的控制型软开关电路并不多，典型的有移相全桥1、不对称半桥2等。这些都是PWM型的变换器，通过边缘谐振来实现软开关，能够降低开关损耗而基本不增加电压或电流的有效值。然而，这一类电路很难真正地做到所有半导体器件（包括开关管和二极

3、管）的软开关。例如，移相全桥和不对称半桥的整流二极管都是硬关断的，有很严重的反向恢复问题。所以，这些电路无法工作在更高的开关频率。因此，当开关频率要进一步提高时，还是比较适合用谐振型变换器。下面提出了一种多谐振的DC/DC变换器，开关频率超过了1MHz。该变换器的所有半导体器件都实现了软开关，是超高频变换器的一个很好的选择。1 工作原理图1所示是半桥结构的LLC串联多谐振变换器:两个主开关S1和S2构成一个半桥结构，其驱动信号是占空比固定50的互补信号，通过改变开关频率来实现输出电压的恒定。因此，这类谐振型变换器也可以归类于控制型软开关电路。电感Ls、电容Cs和变压器的励磁电感Lm构成一个LL

4、C谐振网络。该谐振网络连接在半桥的中点与地之间，因此，谐振电容Cs也起到隔直电容的作用。在输出侧，整流二极管D1和D2构成中心抽头的整流电路，整流二极管直接连接到输出电容Co上。图1LC的本征谐振频率定义为本文所述的LLC串联多谐振变换器的开关频率范围为fm<f<fs。在下面的分析中，Co被认为是无穷大而以恒压源Vo代替，主开关具有反向并联的二极管。该变换器的一个开关周期可以分为6个工作阶段，其等效电路如图2所示。相应的工作波形如图3所示。6个工作阶段的工作原理如下。图2 各阶段等效电路1）阶段1t0t1 在t0时刻S2关断,谐振电流ir对S1的输出电容放电，S1的漏源电压vds1

5、开始下降,当vds1下降到零，S1的体二极管导通。输入电压加在LLC串联回路上。在副边，变压器绕组的极性为上正下负，D1导通，Lm的电压被输出电压Vo钳位，谐振实际上发生在Ls与Cs之间，Lm上的电流im线性上升。2）阶段2t1t2 在t1时刻S1在零电压条件下开通。im继续线性上升，ir流经S1并以正弦波形式逐渐上升。流过D1的输出电流为谐振电流与励磁电流之差。开关周期大于Ls与Cs的谐振周期，因此，在ir经过半个谐振周期后，S1仍然处于开通状态。当ir下降到与im相等时，D1电流因过零而关断。该工作阶段结束。图3 主要工作波形由于加在Lm上的电压为nVo，im可表示为式中：Im为励磁电流的

6、最大值；Vo为输出电压；n为变压器原边对副边之匝比。3）阶段3t2t3 在t2时刻D1零电流条件下关断。输出侧与谐振回路完全脱离。Lm的电压不再受Vo限制，Lm与Ls串联参与谐振。通常的电路设计Lm>>Ls，因此，谐振周期明显变长。ir基本保持不变，可以认为ir(t)=im(t)=Im    （5）在该阶段中，ir继续对Cs充电，Cs的电压继续上升，一直到t3时刻，S1关断，开始下半个工作周期。工作阶段4、5、6与工作阶段1、2、3类似。所不同的是谐振的初始能量由谐振电容Cs提供。工作波形与阶段1、2、3完全对称。4）阶段4t3t4 在t3时刻S1关断

7、，ir对S2的输出电容放电，S2的漏源电压vds2开始下降,当vds2下降到零，S2的体二极管导通。在副边，变压器绕组的极性为上负下正，D2导通，Lm的电压被Vo钳位，谐振实际上发生在Ls与Cs之间，Lm上的电流im线性下降。5）阶段5t4t5 在t4时刻S2在零电压条件下开通。im继续线性下降，ir流经S2并以正弦波形式负向增长。流过D2的输出电流为谐振电流与励磁电流之差。在该工作频率范围内，开关周期大于Ls与Cs的谐振周期。因此，在ir经过半个周期的谐振，S2仍然处于开通状态。当ir下降到与im相等时，D2电流过因零而关断。该工作阶段结束。6）阶段6t5t6 在t5时刻D2零电流条件下关断

8、。输出侧与谐振回路完全脱离。Lm的电压不再受Vo限制，Lm与Ls串联参与谐振。ir基本保持不变，继续对谐振电容Cs放电，Cs的电压继续下降，一直到t6时刻，S2关断，新的工作周期开始。假定ir在t2到t3以及t5到t6保持不变，并以Im表示，那么输出电压Vo可以表示为式中：Vin为输入电压；T为开关周期；Ts为Cs和Ls的谐振周期，Ts=1/fs=从式（6）可以看出，输出电压随着开关周期的增加而增加。2 高频适应性分析上面所分析的LLC多谐振变换器非常适合用于开关频率非常高的场合，其原因如下。1）所有的开关管都工作在ZVS状态下，开关损耗几乎为零。开关管的零电压是由激磁电感上的激磁电流对开关管

9、的结电容充放电来实现的。所以，对于负载电流的变化，其零电压开通的条件基本不会变化，这一点要优于移相全桥等其它控制型软PWM电路。另外，LLC多谐振变换器的激磁电感是作为其中一个谐振电感，用来调节输入输出电压的关系，本身会设计得比较小。从通态损耗来看，这一点是不利的，但是，从软开关的实现条件来看却是非常有利，因此，在超高频场合该电路非常有优势。ZVS的极限条件如式（7）所示（极限条件的意思是假设死区时间可以任意大，能实现ZVS的临界条件）。式中：Coss1和Coss2分别是两个开关管的输出电容。再将式（4）代入式（7），可得ZVS的极限条件的进一步的表达式为式（8）。实际上，在LLC多谐振变换器

10、中，式（8）是非常容易满足的，而死区时间也不会非常大，因此，可以近似认为在死区时间内激磁电感上的电流保持不变，即为一个恒流源在对开关管的结电容进行充放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（9）。式中：tdead为死区时间。再将式（4）代入式（9），可得ZVS的宽裕条件的进一步的表达式为式(10)。2）所有的副边二极管都工作在ZCS状态下，反向恢复的影响很小。而普通的控制型软PWM电路都只实现了开关管的软开关，而没有很好地解决二极管的反向恢复问题，因此，在开关频率非常高的场合（例如1MHz以上）使用起来还是有困难的。副边二极管的电流波形近似为正弦，对于减少通态损耗来说是缺点，但是

11、应用在超高频的场合，开关损耗要比通态损耗难处理得多，所以，该电路应用在超高频的场合又有一个优势。3）普通的控制型软PWM电路难以工作在1MHz以上的另外一个原因是，在高频下变压器漏感很难处理。特别是考虑到原副边绝缘强度的时候，变压器漏感很难做小，而在超高频下，漏感的影响又是非常明显。LLC多谐振变换器的漏感是作为其中一个谐振电感或是谐振电感的一部分，本身就希望能将漏感设计得大一些。在低频场合通常难以设计出所需要的漏感而要外加一个谐振电感，而在高频场合就比较容易设计出所需要的漏感。因此，这又是一个该电路适合用于超高频场合的理由。3 实验结果一个开关频率1MHz以上的DC/DC变换器验证了该多谐振

12、变换器工作原理和高频适应性。该变换器的规格和主要参数如下：输入电压Vin 135V；输出电压Vo 54V；输出电流Io 03A；最低工作频率f 1MHz；主开关S1及S2 IRFP250；整流二极管D1及D2 30CPQ150；变压器T n=13（77），Lm=15H，Ls=6H；谐振电容Cs 4.4nF（在高频下Cs的实际容量要小于该值）。图4给出了该变换器在不同负载下的变换效率。其最高效率达到了89.5，满载效率达到了88.7。图5是输入135V时的主要实验波形。图5（a）是满载（3A）时S2的vds和vgs波形，可以看到，S2的驱动电压vgs是在vds电压下降到零后才开始上升的，因此，是

13、零电压开通。S1的vds和vgs波形也是类似的，这里不一一给出了。图5（b）是原边的谐振电压和电流波形，每半个周期有两个谐振过程，分别是Cs和Ls的谐振、Cs和（LsLm）的谐振。图5（c）是整流二极管D1上的电压和电流波形。可以看到，电流是以正弦的形状谐振到零，但还是出现一定的反向恢复电流。这是因为开关频率为1MHz，尽管是正弦的电流波形，但其di/dt还是相当大的。若在同样的频率下换成一般的PWM电路，反向恢复问题会更加严重。因此，使用普通的肖特基或快恢复二极管，一般的PWM电路也无法工作在1MHz的频率下。这里的二极管电压也会因为反向恢复而过冲，但是，其过冲电压还是没有超过2倍的输出电压，因此，这里可以用150V的肖特基二极管，这在一般的PWM电路中是无法做到的。图6给出了该变换器在低频下（120kHz）相对应的工作波形，