基于DSP的大功率数字化超声波逆变电源_第五章超声电源的电路设计

1、第五章 超声电源的电路设计本章对除DSP控制系统以外的超声波电源电路进行了分析设计和参数选择，包括主电路、缓冲电路、驱动电路和辅助电源的设计。本次设计的超声波电源基本参数和要求如下：额定输入：三相380V交流电；频率fs=50Hz； 额定输出：功率P0=3kW；频率f0=20kHz左右；压电换能器参数：静态电容：C0=25nF；动态电容：Cm=83pF；动态电感：Lm=763mH；动态电阻：R0=16。5.1主电路设计主电路作为超声电源的功率电路部分，起着将三相工频交流电源转换为单相超声频电源的作用，它由整流滤波电路，逆变器电路，开关管缓冲电路、高频输出变压器和换能器匹配网络五部分构成，根据第

2、二章的分析，本次设计的超声波电源主电路采用全桥拓扑结构，具体结构如图5-1所示。图5-1超声电源主电路原理图Fig.5-1 The schematic diagram of the ultrasonic powers main circuit三相交流电通过二极管D1D6不控整流，电感L1，电容C1、C2稳压滤波后，转换为直流电压源，由IGBT开关管VT1、VT2、VT3、VT4构成的全桥逆变器再将此直流电压转换为单相超声频交流电，送交高频变压器TF输出到由L3、L4和C8构成的T型匹配网络上，最终在换能器回路中形成超声频电流，该电流将激励换能器中的压电晶体产生同频的超声机械振动，从而完成整个电

3、声转换过程。(1)整流二极管选型41根据电路理论，三相交流整流电路空载时输出的平均电压Ud最大，则整流二极管D1D6承受的最大反向电压可由公式(5.1)求出，其中Uab=380V为电源电压。UDmax=2.45=538V (5.1) _超声电源额定功率P0=3kW，三相不控整流平均输出电压Ud=514V，设整流桥、逆变器和输出变压器的效率都是90%，则整流后输出的电流平均值如公式(5.2)所示：Io=PoUd×0.9×0.9×0.9_=8A (5.2)则二极管中流过的平均电流公式(5.3)所示：ID=1=2.95A (5.3) 1.57为保证安全，二极管D1D6的

4、额定电流应为其平均电流的1.5或2倍，即IVD=(1.52)×ID=(4.435.9)A (5.4)考虑到电网波动等各种不利因素，二极管的耐压应为其最大反向电压的两倍，即 UVD=2×UDmax=1076V (5.5) 因此，参考公式(5.4)和(5.5)，可选择额定电压为1200V，额定电流为10A的二极管。(2)稳压滤波电容的选型为满足平滑交流电的需要，稳压电容C1应满足：RC1(35)T (5.6) 2由公式(5.6)可求出C1=2000uF，则稳压电容C1可选用电容型号为2000uF/1000V的电解电容，小电容C2主要用于滤去高频干扰，根据实际经验，C2可选用1u

5、F/1000V的无感电容。(3)功率管IGBT的选型IGBT所承受的正向电压值就是前端整流器的输出电压Ud，Ud空载时最大，其值为Ud=538V。考虑到留有一定裕量，选取功率开关管IGBT的额定耐压值UVT=2Ud1000V，由于超声波电源的负载处于谐振状态，功率因数较大，这里取值为0.95，基波电流值如公式(5.7)所示：I1=Po3000=6.32(A) (5.7) UAB1cos500×0.95则留有裕量后，IGBT的额定电流可按照公式(5.8)取为：IVT=2I1=17.8A (5.8)(4)开关管缓冲电路的选型本次设计中的缓冲电路起着保护开关管安全工作，并实现全桥逆变器软开

6、关的重要作用，它的设计方法在下一节中详细阐述。(5)高频变压器和匹配网络的选型42高频输出变压器和匹配电路的参数计算已在第四章中说明，此处不再赘述。5.2 IGBT的关断缓冲吸收电路一般而言，PCB布线不可避免的会产生一定的布线电感L，因此当功率开关器件关断时会产生自感电压uL=Ldidt，IGBT的开关时间约为1us，而关断时电流I又比较大，所以uL是一个很大的尖峰电压，该电压与直流母线电压相叠加后施加在IGBT的集电极和发射极之间，如图5-2所示，如果尖峰电压太大，则可能在叠加后超出IGBT的安全电压范围，从而损坏功率开关器件。图5-2 IGBT关断时电压电流波形Fig.5-2 The v

7、oltage & current waveforms during IGBT switching off由以上分析可知，为了保护IGBT并减小开关损耗，需要对IGBT设置缓冲电路。本文中选用RCD型缓冲电路，原理图如图5-3所示：图5-3 RCD型缓冲电路Fig.5-3 RCD absorbing circuits(1)RCD型缓冲电路的工作原理下面以VT1为例说明RCD型缓冲电路的工作原理，开关管VT1关断时，电流通过二极管VD1直接给缓冲电容C1充电，由于电容两端的电压不能突变，所以在IGBT功率管的关断过程中集电极和发射极间电压Vce近似保持为零，即吸收了关断时的尖峰电压；当VT

8、1开通时，由于二极管的反偏截止，缓冲电容C1通过电阻R1放电，这样可限43制放电电流，减小了开关管的电流应力。(2)RCD型缓冲电路的参数选择RCD的参数选择和IGBT的关断时间tS，关断后IGBT集射极间电压US，关断时输出变压器原边绕组电流IS和开关频率f均有关系，下面将对其进行详细的选型分析。(a) C参数选择为了简化分析，可设在关断过程中IS保持不变，则流经IGBT的电流IG=ISttS线性下降，缓冲电容的充电电流如式(5.9)：IC=ISIG=(1tIS,0ttS (5.9) tSIGBT集射极间电压Uce在tS时间内上升到US，则须满足公式(5.10)：Uce=IStS1tsIdt

9、=US (5.10) C2CC0由此，可推出缓冲电容的容量如式(5.11)：C=IStS (5.11) 2US缓冲电容容量C越大，则在IGBT关断过程中抑制过电压和电压上升率的效果越好，但随着C增大的同时，缓冲电阻R上消耗的能量也越来越大，除了造成能量浪费之外还将使缓冲电阻的体积变大，最终使得整个缓冲网络的体积过分庞大，因此C的取值要根据实际情况综合考虑。(b) R参数选择缓冲电容C应在IGBT导通时段内充分放电，可认为该段时长为8f，C的放电常数=RC，则应有：f>4RC，由此式可推出缓冲电阻的阻值表达式如式(5.12)：R<1 (5.12) 32fC若不计IGBT导通损耗，则缓

10、冲电容C中储能完全消耗在缓冲电阻R上，因此，缓冲电阻的功率表达式应为如式(5.13)：12PR=CUSf (5.13) 2缓冲电阻阻值R越小越有利于缓冲电容充分放电，但R值过小则不能有效抑制电路振荡并增加IGBT开通时的电流应力，而过大则会影响到电容放电，因此R的选型也应根据实际情况综合考虑。(c) D参数选择由于本文所设计的超声电源频率较高，则IGBT关断时间tS也很小，而二极管承受电流冲击的能力较强，因此可按照平均电流选择二极管，则有公式(5.14)：IVDS=1ts1Idt=fIStS (5.14) CT0244 在实际应用中为避免由于二极管过快关断而引起的高频振荡，本次设计中选择了具有

11、软恢复特特性的高频硅二极管。5.3辅助电源设计本次设计中所需要的辅助电源有：(1)+15V电源，作为IGBT驱动电源，以及部分保护电路电源等； (2)+12V、-12V电源，为控制系统的模拟集成电路提供电源，如运放等； (3)+5V电源，为控制系统通用集成电路供电；(4)+3.3V、+1.8V为DSP芯片供电(由专用芯片TPS767D318提供)。为了简化设计，提高系统的稳定性，辅助电源中的+15V、+5V、+12V和-12V电源采用以TOP227集成电源芯片为核心的开关电源，本次设计中辅助电源采用反激拓扑结构，这样可以利用副边多绕组变压器产生多路输出的同时只需要一块TOP227芯片，TOP2

12、27作为新型三端离线式PWM开关芯片，将开关电源的PWM控制器和MOSFET功率开关管集成在一片芯片上，该芯片具有多种封装形式，本次设计采用的是TO-220封装形式的芯片，它外部只有漏极、源极和控制极三个引脚，使用起来非常方便，而且由于PWM控制器和MOSFET开关管封装在一起，有效地减小了高频辐射，提高了电磁兼容性，具体电路详见附录。5.4驱动电路选型与设计常用的开关管器件可分为BJT、MOSFET和IGBT三大类，表5-1分别对它们的驱动特性做了分析。表5-1电力电子开关管性能比较 Tab.5-1 Comparison of power switches比较项目 功率容量 开关频率 驱动电

13、路 驱动类型双极性晶体管 中等（<2KW） 低（<20KHZ）简单 电流型VMOS开关管 中等（<2KW） 高（>100KHZ）一般 电压型IGBT开关管 大（>2KW） 中（<200KHZ）复杂 电压型因为本次设计的超声电源功率大，而频率相对并不算高。所以IGBT为本次设计最合适的功率器件47，IGBT作为电压控制型器件,可以通过控制其栅极电压来控制IGBT的开通和关断，相对而言，IGBT驱动功率较小，且饱和导通后压降小，但由于IGBT的开关特性和安全工作区域都会随着驱动电路驱动能力的不同而改变，具体如图5-4(a)和5-4(b)所示，所以为降低功耗并保证

14、IGBT的安全工作，设计合适高效的驱动电路就显得很重要48-50。45(a)栅极电压Uce与IGBT导通 (b)栅极电压Uce与短路电流Isc和电阻Ron关系曲线 安全短路时间关系曲线图5-4 IGBT特性曲线Fig.5-4 the characteristic curve of IGBT(1)IGBT驱动电路设计要素为提高电源工作效率，延长开关管寿命，在设计IGBT驱动电路时，必须考虑到以下几个方面：(a)开关动态驱动能力IGBT的栅极间寄生电容较大，在IGBT导通之前先要对该电容充电，只有当栅极电容上的充电电压大于其导通阀值时，IGBT才能导通，因此，驱动电路的驱动能力一定要足够大，这样才

15、能在较短的时间内完成对栅极电容的充电，缩短开通时间，减小开通损耗，此外还应注意的是，为防止由于PCB布线电感和栅极电容所引起的震荡，应在栅极处串联一个合适的栅极电阻。(b)提供正向栅压的能力由于IGBT导通后的饱和压降和栅极电压有关，由上图栅极电压Uce与IGBT导通电阻Ron的关系曲线可知，导通电阻Ron随着栅极电压Uce的增大而减小，所以，在同样输出功率的条件下，Uce越大，导通时的压降就越小，则器件的通态损耗也越小，因此，为减小导通损耗应尽可能地提高导通时的栅极电压，但是由栅极电压Uce和安全短路时间关系曲线可知，为了保障IGBT具有足够的安全短路时间，Uce的值不应过大，因此一般IGB

16、T的Uce取15V左右。(c)栅极反向关断电压一般而言，当IGBT的栅极电压为零时，IGBT处于关断状态，但为了保证在栅极电路上出现噪声信号时IGBT仍能关断，关断时应在栅极上施加一个反向负压，从另一方面来说，栅极电压在关断时呈现负压也有助于栅极寄生电容放电，有利于IGBT更快的关断，因此，驱动电路在关断时提供负压是必要的。(d)主电路与控制电路电气隔离由于超声电源的逆变器电路上存在高电压和大电流，为保证在主电路出现故障时不至于烧毁整个控制板，必须存在隔离电路将控制电路和主电路隔离起来。(2)1GBT驱动电路的选型与设计46常用的IGBT驱动电路可分为有隔离和无隔离两大类，其中有隔离驱动电路又

17、可分为脉冲变压器隔离和光耦隔离两种51，分别如图5-5、图5-6和图5-7所示。图5-5 IGBT直接驱动电路Fig.5-5 The schematic diagram of direct drive circuit for IGBT该电路利用由三极管组成的推挽电路直接驱动IGBT，其中双向稳压管是为了保护IGBT的驱动电压不至于过大，这种电路构造简单，但是缺乏隔离电路，而且在IGBT关断时提供负压的能力不强。图5-6光耦隔离驱动电路Fig.5-6 Isolating drive circuit with optical couple采用光耦可以有效地隔离逆变器和控制电路，但是这种电路的开关速

18、度要受到光耦开关速度的制约，即整个驱动电路的开关频率不可能大于光耦的最高开关频率，而且也存在提供关断负压能力不强的问题。图5-7变压器隔离驱动Fig.5-7 Isolating drive circuit with transformer采用变压器隔离的驱动电路具有开关频率高，驱动功率大和提供关断负压能力强的优点，因此本次设计中采用了变压器隔离驱动的方式，并对上面电路进行了一些改动进一步增强了驱动能力和稳定性，具体如图5-8所示。47CBTE图5-8功率管驱动电路 Fig.5-8 Drive circuit for IGBT该驱动电路采用脉冲变压器耦合隔离电路，这样可以提供足够大的驱动功率有利

19、于减少开关损耗。当PortA为高电平时，Q1导通，Q2截止，T1原边同名端A为高电平，则二次侧绕组a点也为高电平，D3、D4导通，a点输出电流经过D3、D4、R4对IGBT门射极间寄生电容充电，迅速建立驱动电压，IGBT开通。当OUTA为低电平时，Q1截止，Q2导通，脉冲变压器A点为负电平，则a点也为负电平，Q3导通，IGBT门射极间寄生电容迅速放电，IGBT关断。图中C1起隔直作用，防止脉冲变压器单向磁饱和，D5、D6为稳压二极管，起到抑制IGBT驱动电压过冲，保护IGBT的作用。5.5保护电路设计为了保证电源系统稳定可靠地工作，必须设计合适的电源保护电路，本次设计的超声波电源采用了过流保护

20、、过压保护和温度保护三种保护电路，为电源的稳定工作提供了可靠的保证，考虑到DSP系统的电源电压为3.3V,因此，保护输出信号必须先经过电平转换后才能送入DSP的GPIO口。 5.5.1过流保护电路设计图5-9过流保护和虚假过流屏蔽电路图Fig.5-9 The schematic diagram of over-current protection with fake over-current shieldR1将互感器的交流电流转换成交流图5-9中T为安置在逆变主回路的电流互感器，电压，经整流桥D1转换为直流电压，再由C1、C2稳压滤波，变为平稳的直流电压，经48R2、R3串联分压后在R3上形成

21、阀值电压，当主回路中电流超过阀值时，稳压管D2被击穿，R4上产生高电平，电容C3通过R5充电，三极管Q的基极电位开始升高，若稳压管D2的导通时间大于C3的充电时间，该电容充电电压将使三极管Q饱和导通产生高电平输出信号，将该信号送至锁存器锁存后即为过流信号，若是虚假过流，D2短暂导通后即截止，C3充电不足，不能使Q饱和导通产生过流信号。因此，该保护电路同时还具有虚假过流屏蔽功能。此外，在该保护电路中，通过调节可变电位器R4可以调整使保护动作的阀值电流，而保护的灵敏度取决于R5的阻值。5.5.2过压保护电路为了防止高电压对电源的损害并维护操作人员的安全，设计了过电压保护电路，当逆变器的输入端电压大

22、于预设置的保护电压时保护启动，电源自动关闭。具体电路如图5-10所示，比较器的同相输入端连接可调节的预设值电压，反相输入端连接经分压后的逆变器输入电压，当过压产生时，比较器输出低电平，光耦内发光二极管停止发光，则光耦的接受对管关闭，其集电极上产生高电平，将此高电平信号送入锁存器，形成过压保护。图5-10过压保护电路图Fig.5-10 The schematic diagram of over voltage protection5.5.3温度保护电路由于IGBT开关损耗和通态损耗都会转换为热量散发出来，因此，超声电源在长时间工作时IGBT上会产生明显的温升，而温升会影响到IGBT的安全工作区域

23、，所以需要对开关管进行温度保护，温度保护可通过在IGBT的散热片上安装温控开关，并将温度开关的一端与+15V电源引脚相连，另一端与保护电路相连，具体如图5-11所示，当散热片的温度达到阀值时，温度开关由断开状态变为接通状态，则C上电位由低电平变为高电平从而输出温度保护信号到锁存器，关闭电源。49图5-11温度保护电路Fig.5-11 The schematic diagram of temperature protection 因为三种保护电路的保护动作都是关闭电源，因此可将三者综合起来，形成综合保护电路。具体电路连接如图5-12所示，即三路保护信号有一路有高电平时，经过反相器后形成低电平，再经过与非门形成高电平信号，将该信号送交锁存器锁存后即形成综合保护信号。图5-12保护信号处理电路Fig.5-12 The schematic diagram of guard signals process5.6本章小结本章根据前面所设计的超声电源拓扑结构，对主电路元件选型做了分析计算，并通过对比现有的几种功率开关管的性能，选择了IGBT作为全桥逆变器的开关器件，然后分析了常用的几种IGBT驱动电路性能，在此基础上设计了本文的驱动电路。除此之外，还设计了过流保护、过压保护、温度保护和缓冲电路等辅助性电路，并对以上