四象限DCDC零电压开关准谐振罗氏变换器

1、    四象限DC/DC零电压开关准谐振罗氏变换器    四象限DC/DC零电压开关准谐振罗氏变换器    类别：电源技术      作者：新加坡南洋理工大学    罗方林 叶 虹 美国西佛罗里达大学    MuhammadH.Rashid     来源：电源技术应用  

2、0;                  四象限DC/DC零电压开关     准谐振罗氏变换器                 摘要：工业应用中通常要求能够满足多象限运行。零电压开关（ZVS）技术能够显著地降低开关由关断状态转向导通

3、时的功率损耗。然而，大多数文章中论述到的零电压开关变换器仅是单象限运行。本文介绍的四象限DC/DC零电压开关准谐振罗氏变换器是一种新型的可以在四个象限内运行、运用软开关技术的变换器。它能够有效地降低功率损耗，从而提高功率传输效率。实验测试结果验证了文中的分析和计算。     关键词：软开关技术     零电压开关 准谐振变换器        1 引言     经典的DC/DC变换器通常体积大且功率

4、密度和功率传输效率低。虽然第一代罗氏变换器系列显著地增大了电压传输增益，提高了功率密度和功率传输效率，但是相对而言，其开关上的功率损耗仍然较大18。高功率密度的开关电感变换器已成功地应用于DC/DC变换器79中，但是在开关闭合和关断的转换期间，很大的电流和电压所产生的交叠，会在变换器内部两只开关管上产生较大的功率损耗。    运用软开关技术可以减少这种功率损耗1014。然而大多数文章中论述到的这类变换器仅是单象限运行。本文介绍的新型四象限DC/DC零电压开关准谐振罗氏变换器，能够有效地降低变换器的开关损耗，从而提高功率传输效率。变换器电路如图1所示。电路

5、1实现I、II象限内的运行；电路2实现III、IV象限内的运行；电路1和电路2可以通过辅助开关实现相互转换。每一个电路都是由一只主电感L和两只开关管及辅助元件所组成。假设主电感L足够大，则通过它的电流iL可认为是一常数。源电压V1和负载电压V2通常情况上是恒定的，例如令V1=42V，而V2=±28V79。    它的四种运行模式如下：    （1）模式A（象限I）：电能由V1端传向V2端；    （2）模式B（象限II）：电能由V2端传向V1端； 

6、0;  （3）模式C（象限III）：电能由V1端传向V2端；    （4）模式D（象限IV）：电能由V2端传向V1端。    每种模式都有两个状态：“通”状态和“断”状态，其开关状态如表1所示6,7,9     表1 开关状态（空白表示关断）         电路、开关或二极管    模式A（象限-I）   

7、 模式B（象限-）    模式C（象限-）    模式D（象限-）         状态-通    状态-断    状态-通    状态-断    状态-通    状态-断    状态-通&

8、#160;   状态-断         电路    电路1    电路2         S1    通               &#

9、160;通                     D1                通            

10、60;   通        S2            通                通         

11、0;  D2        通                通             2 模式A    模式A是一零电压开关（ZVS）buck变换器，其等效电路、电流和电压的波

12、形图如图2所示。开关导通和关断周期可分为四个时间段：0t1、t1t2、t2t3、t3t4。导通时间为kT=（t4t2），此时输入电流流经开关S1和主电感L。整个周期为T=t4。谐振电路为LrCr1。     谐振角频率为：=     特征阻抗为:        谐振电压（交流分量）为：    vc1(t)=Z1ILsin(1t1)    (3) &

13、#160;  考虑到直流分量V1，电压峰值为：    Vc1peak=V1Z1IL    (4)    21 时间间隔0t1    当t=0时开关S1关断，电容Cr1上的电压vc1以斜率IL/Cr1线性增加，但始终比源电压V1小，因此，二极管D2上无电流流过。设当t=t1时，电压vc1等于源电压V1，则t1为：     相应的位移角为：1=som-1(V1  

14、;  / Z1IL)    (6)    22 时间间隔t1t2    在这一时间段，由于电容电压，vC1比源电压V1高，所以电流流过二极管D2。电路LrCr1谐振。电压vc1的波形为一正弦函数曲线。当过峰值Vc1peak后，电压会下降到0（t=t2）。如果变换器工作在准谐振状态，则开关S1在t=t2时导通。由此可见开关S1是在电压为零条件下由关断状态转向导通的（模式B、C、D亦然）。这一时间间隔为：     t2-

15、t1=1 /    1(+1)    (7)                同时，流过电感Lr的电流ir也是一正弦函数。当t=t2时，电流ir的相应值ir01为：     ir01=ILsin(/21)=ILcos1    （8）    2

16、3 时间间隔t2t3    由于二极管D1不允许谐振电压vC1为负值，所以vC1=0。续流二极管D2导通，电流ir以斜率V1/Lr线性增加。因为负载电流IL是一常数，所以电流ir在时间间隔t2t3内从ir01线性变化至IL。设电流在t=t3时为0，则     t3'-t2=-ir01Lr    / V1 (9)     t3-t2=(IL-ir01)Lr    / V1=IL(1+cos1

17、)Lr    / V1 （10）    24 时间间隔t3t4    在这一时间段，负载电流由电源提供，二极管D2始终处于截止状态。输出电流等于流过主电感L的电流IL则输入电流平均值I1为：        因此，        导通占空比为：    整个开关周期为：T=t4

18、60;   (14)    相应的频率为f=1/T (15)    3 模式B    模式B是一零电压开关（ZVS）boost变换器，其等效电路、电流和电压波形如图3所示。开关导通和关断周期可分为四个时间段：0t1、t1t2、t2t3、t3t4。导通时间为kT=(t4t2)，输出电流仅在时间段(t4t3)内流经电源V1。整个周期为T=t4。谐振电路为LrCr2。    谐振角频率为：  

19、      特征阻抗为：     谐振电压（交流分量）为：    vC2(t)=Z2ILsin(2t2) （18）    考虑到直流分量V1，电压峰值为：    VC2peak=V1Z2IL(19)    31 时间间隔0t1    t=0时开关S2关断，电容电压vC2以斜率IL/Cr2线性增加。设

20、当t=t1时此电容电压等于源电压V1，则t1为：     t1=V1Cr2    / IL (20)     相应的位移角为：2=sin-1(V1)    / (Z2IL) (21)    32 时间间隔t1t2    在此时间段内，电路LrCr2谐振，电压vC2比源电压V1高，其波形为一正弦函数曲线。当过峰值后，电压会下降到0（t=t2）。如果变换器工作在

21、准谐振状态，则开关S2在t=t2时导通。    这一时间间隔为：     t2-t1=1 /    2(+1) (22)    同时，流过电感Lr的电流ir也是一正弦函数，当t=t2时相应的电流值ir02为：    ir02=IL1sin(/22)=IL(1cos2)    (23)    33 时间间隔t2t3

22、60;   由于二极管D2不允许谐振电压vC2为负值，所以电容Cr2上的电压为零。电流ir以斜率V1/Lr线性减小。因为负载电流IL是一常数，所以电流ir在时间间隔t2t3内从ir02线性减小至0。设在t=t3时电流ir下降为IL，则     t3'-t2=(ir02-IL)Lr    / V1 (24)     t3-t2=-ir02Lr    / V1 (25)   

23、; 3.4 时间间隔t3t4    在这一时间段，开头S2导通，负载电流IL不再流经电源。忽略功率损耗，且认为I2=IL，我们得出输出电流平均值I1为：        和 V2 / V1    =1 / T (t3-t1)=t3-t1    / t4 (27)     因此，t4-t3=(V1    / V2

24、 -1)(t3-t1)-t1    (28)     导通占空比为：k=t4-t2    / t4 (29)    整个重复周期为：T=t4    (30)    则相应频率为：f=1/T (31)    4 模式C    模式C是一零电压开关（ZVS）buckboost变换器，

25、其等效电路、电流和电压波形如图4所示。开关导通和关断周期可分为四个时间段：0t1、t1t2、t2t3、t3t4。导通时间为kT=t4t2，此时输出电流I1流经开关S1和主电感L。整个周期为T=t4。谐振电路为Lr1Cr。    谐振角频率为：        特征阻抗为：     谐振电压（交流分量）为：    vc1(t)=Z1ILsin(1t1)    (

26、34)    考虑到直流分量V1，电压峰值为：    VC1peeak=V1V2Z1IL    (35)    41 时间间隔0t1     t=0时开关S1关断，电容Cr1上的电压vc1以斜率IL/Cr1线性增加，但始终比电压V1小，因此二极管D2上无电流流过。设当t=t1时，电压vc1等于(V1V2)，则t1为：t1=(V1+V2)Cr1    / IL

27、 (36)     相应的位移角为：1=sin-1(V1+V2)    / Z1IL (37)    42 时间间隔t1t2    在这一时间段，由于电容电压vc1比源电压V1V2高，所以电流流过二极管D2。电路LrCr1谐振。电压vc1的波形为一正弦函数曲线。当过峰值VC1peak后，电压继续下降到零（t=t2）。如果变换器工作在准谐振状态，则开关S1在t=t2时导通。     这一时间间隔为：

28、t2t1=1 / 1 (+1)    （38）    同时，流过电感Lr的电流ir也是一正弦函数。当t=t2时，电流ir的相应值ir01为：    ir01=ILsin(/21)=ILcos1    (39)    43 时间间隔t2t3    由于二极管D1不允许谐振电压vc1为负值，所以vc1=0。续流二极管D2导通，电流ir以斜率（V1V2）/Lr线性

29、增加。因为负载电流IL是一常数，所以电流ir在时间间隔t2t3内从ir01线性变化至IL。设电流在t=t3时下降为0，则     t3'-t2=ir01Lr    / V1+V2    (40)     t3-t2=(IL-ir01)Lr    / V1+V2 =IL(1+cos1)Lr    / V1+V2   

30、60;(41)     44 时间间隔t3t4    在这一时间段，负载电流由电源提供，二极管D2始终处于截止状态。输出电流等于流过主电感L的电流IL，则输入输出电流平均值分别为：         因此，t4-t3    =V2(t3-t1)    / V1 (44)     导通占空比为:k=t4-t2 &

31、#160;  / t4 (45)    整个开关周期为：T=t4    (46)    相应的频率为:f=1/T    (47)    5 模式D    模式D是一交叉零电压开关（ZVS）buckboost变换器，其等效电路、电流和电压波形如图5所示。开关导通和关断周期可分为四个时间段：0t1、t1t2、t2t3、t3t4。导通时间为kT

32、=t4t2，输出电流仅在时间段t4t3内流经电源V1。整个周期为T=t4。谐振电路为LrCr2。     谐振角频率为：        特征阻抗为：     谐振电压（交流分量）为：    vc2(t)=Z2ILsin(2t2)    (50)    考虑到直流分量V1，电压峰值为：   

33、 Vc2peak=V1Z2IL    (51)    51 时间间隔0t1     t=0时开关S2关断，电容电压vc2以斜率IL/Cr2线性增加。设当t=t1时此电容电压等于(V1V2)，则t1为：t1=(V1+V2)Cr2    / IL (52)     相应的位移角为：2=sin-1(V1+V2)    / Z2IL (53) &

34、#160;  52 时间间隔t1t2     在此时间段内，电路LrCr2谐振，电压vc2比总电压(V1V2)高，其波形为一正弦函数曲线。当过峰值后，电压会下降到零（t=t2）。如果变换器工作在准谐振状态，则开关S2在t=t2时导通。这一时间间隔为：t2-t1=1    / 2 (2) (54)    同时，流过电感Lr的电流ir也是一正弦函数。当t=t2时相应的电流值ir02为：    ir02=IL1sin(/2

35、2)=IL(1cos2)    (55)    53 时间间隔t2t3    由于二极管D2不允许谐振电压为vc2负值，所以电容Cr2上的电压为零。电流ir以斜率（V1V2）/Lr线性减小。因为主电感上的电流IL是一常数，所以电流ir在时间间隔t2t3内从ir02线性减小至0。设在t3时电流ir下降为IL，则     t3'-t2=(ir02-IL)Lr    / V1+V2 &

36、#160;  （56）     t3-t2=ir02Lr    / V1+V2    （57）    54 时间间隔t3t4    在这一时间段，开关S2导通，主电感上的电流IL不再流经电源。忽略功率损耗，我们得出输出电流平均值分别I1为：         因此，t4-t3=V2 / V1 (t3-

37、t1) (60)     导通占空比为:k=t4-t2    / t4 (61)    整个重复周期为：T=t4    (62)    相应的频率为:f=1/T (63)    6 实测结果    我们以一个±28V的直流电池做为负载、一个42V的直流电池做为电源来进行测试。测试条件为：V1=42V，V2=&

38、#177;28V，L=30H，Lr=4H，Cr1=Cr2=1F且体积=40（in3）。实测结果如表2所示。可见，其平均功率传输效率高于96，且总的平均功率密度（PD）为17.6W/in3。     表2 不同频率时的实测结果        模式     f(kHz)    Lr(H)    Cr1=Cr2(F)    

39、I1(A)    I0(A)    IL(A)    P1(W)    P0(W)    (%)    PD/(W/in 3)        A    23    4   

40、; 1    17.16    25    25    720.8    700    97.1    17.76        A    23.5   

41、60;4    1    16.99    25    25    713.7    700    98.1    17.67        A    24&#

42、160;   4    1    16.82    25    25    706.6    700    99    17.58        B  

43、;  54    4    1    25    16.13    25    700    677.6    96.8    17.22       

44、; B    54.5    4    1    25    16.28    25    700    683.8    97.7    17.3   

45、60;    B    55    4    1    25    16.43    25    700    690.1    98.6    17.38&#

46、160;       C    44    4    1    17.64    24.27    45    740.9    679.6    91.7 &

47、#160;  17.76        C    44.5    4    1    17.32    24.55    45    727.6    687.5    94.5    17.69        C    45    4    1    17.01