用于机车空调的DCDC变换器

1、用于机车空调的DC/DC变换器        摘要：为改善机车司机的工作环境及节能，铁路部门目前正在大力推广机车变频空调。由于机车供电电压为DC110V，不能满足机车空调的要求，所以首先要通过DCDC变换，将电压升高到300V，然后通过逆变变成满足空调要求的交流电压。主要讨论了用于机车空调的DC/DC变换器的设计与实现，并给出了实验结果。    关键词：机车空调；Boost变换器；逆变器DC/DC1 概述机车常年运行于铁路线上，为了改善机车司机的工作环境，铁路部门正逐步在机车上配备空调系统。早期

2、安装的一般都是三相定频空调系统。内燃机车上的电源是由一台三相380V发电机产生的，由于容量的限制和空调器频繁起停的冲击，严重影响了发电机其它负载的正常工作。为此铁路部门规定安装空调器必须解决冲击问题，实现软起动。目前大多数厂家采用通用变频器进行软起动，虽然解决了冲击的问题，但采用通用变频器仅仅为实现空调的软起动显然非常“浪费”，而通用变频器又不能满足变频空调的特殊要求，所以开发机车空调专用变频调速系统非常有意义，既可实现软起动，又可通过变频空调实现温度调节，达到节能的目的。    目前，变频压缩机一般由三相200V左右异步电动机拖动，工作频率范围是0120Hz。对

3、此适用的逆变器通常是DC300V的电压级别。内燃机车上的一台直流发电机能够提供DC110V的电源，因此必须使用升压装置，使DC110V电压经升压变换为DC300V，然后再经逆变器变换成满足要求的交流电压。机车变频空调控制器的基本结构如图1所示。本文主要讨论机车空调用DC/DC变换器的设计与实现。首先选择了易于实现的变换器结构，然后设计电路，最后给出了满足设计要求的实验结果。2 DC/DC变换器主电路结构选择及设计2.1 主电路结构选择对于DC/DC升压变换器，可以采用的结构形式很多。通常在1kW以上选用带变压器隔离的全桥DC/DC变换电路，但这种变换电路需要4个功率开关器件，使得系统结构复杂，

4、同时在电路设计中必须考虑克服隔离变压器的直流偏磁问题，这无疑增加了控制的难度。由于机车变频空调控制器的恶劣工作环境，希望电路结构尽可能简单，通过分析和试验，认为采用Boost拓扑结构是一种较好的实现方案。该结构只需要一只开关器件和一只升压用二极管以及升压电感，其控制电路也比较简单。当然该结构在功率较大时要求开关管的容量较大1，这是一般大功率DC/DC变换器不选择这种拓扑结构的原因。考虑到本系统的实际情况以及目前器件的水平，选用Boost拓扑结构还是可行的，其原理如图2所示。    机车空调的功率为5kW。根据机车空调的要求，DC/DC变换电路需要将DC110V变换

5、成为DC300V。变换器主电路为典型的Boost结构，控制电路由通用PWM控制芯片SG3524实现。控制电路输出的PWM信号经HCPL316J隔离放大去驱动IGBT。HCPL316J是IGBT专用驱动电路，通过检测IGBT的饱和压降实现过流保护。与一般带过流保护的IGBT专用驱动电路相比，具有电路结构简单、价格便宜的优点。Boost电路在电流连续及断续情况下电感中电流及IGBT两端电压波形如图3所示。2.2 主电路参数计算通常小功率开关电源工作频率高达几十kHz甚至几百kHz。但在本电路中，由于功率较大，导通时开关管中流过的电流很大，开关损耗非常大，所以开关管不宜工作在很高的频率。考虑实际情况

6、，选择开关频率为15kHz。已知压缩机负载功率为5kW，Boost电路的输出电压Vo=300V，这样Boost变换器的等效负载电阻RL=18，等效输出负载电流Io=17A。    在大功率场合，一般希望工作在电感电流连续状态。由图3（a），根据电感两端电压在一周期内伏秒平衡的原则，可得Viton(VoVi)(Tton)=0    （1）由式（1）可得Vo/Vi=1/(1-D)    （2）电感中电流纹波为I=（Vi/L）ton=(Vi/L)DT    （3）忽略变换器损耗，变

7、换器输入功率等于输出功率，即ViIL(AV)=VoIo    （4）式中：IL(AV)为电感电流的平均值。由式（4）得IL(AV)=(Vo/Vi)Io=(1/I-D)Io    （5）为保证电流连续，电感电流应满足式（6）。IL(AV)I/2    （6）考虑到式（3）及式（6），可得到满足电流连续情况下的电感值为应在所有占空比情况下满足式(7)，同时考虑在10额定负载以上电流连续的情况。10负载相当于RL=180，当D=时得到满足电流连续时的电感值为=0.89mH，实际电路中取L=1.1mH。为满足输出

8、纹波电压相对值的要求,滤波电容由式（8）决定1。C(VoDT/VoRL)   (8)根据设计要求，在输入电压为55V时，输出电压仍应为300V。这样，最大占空比Dmax=0.82，考虑在最大占空比及满载情况，并取电压纹波系数为2，开关频率15kHz，负载电阻为18，可求得C=160F，实际电路中取C=220F。IGBT中流过的电流峰值即为流过电感电流的峰值，即IS(M)=IL(M)=IL(AV)1/2IL    （9）式中：IL（M）及IS（M）分别为电感电流峰值及流过IGBT电流峰值。将式（3）代入式（9），在满负载情况下，可得IS(M)=1

9、50A，再考虑二倍的安全裕量；在开关管关断时其两端电压为输入电压，即300V，同样也考虑二倍的安全裕量，于是选择600V/300A的IGBT。3 PWM控制及IGBT驱动电路3.1 PWM控制电路2PWM控制采用SG3524控制器，其原理框图如图4所示。直流电源Vs从脚15送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的5V基准电压，再送到内部及外部其他电路作为电源。脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT，这样在脚7产生锯齿波。选择不同的CT与RT，即可产生不同的振荡频率。振荡器的输出分为两路：一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式（脚7）送至比较器的同相端。比较器的反向端连

10、向误差放大器。误差放大器实际是差分放大器，其一个输入端与经过分压的输出电压相连，起到反馈作用。VREF通过电阻分压作为给定信号连接该放大器的另一端，脚9是补偿端。误差放大器的输出与锯齿波相比较，比较器的输出为随误差放大器输出电压大小而改变宽度的脉冲信号，再将该脉冲信号送到或非门的输入端，或非门的另两个输入端分别为触发器及振荡器的输出信号，最后送出两路互差180°的脉冲波。SG3524具有外部关断功能，当外部故障时，通过脚10封锁SG3524的PWM输出，起到保护作用。图5    在本方案中，将脚12、脚11分别与脚13、脚14并联，将总的输出脉冲展宽，使

11、原来两路占空比为050脉冲展宽为占空比为0100的一路脉冲。在实际使用中，为防止由于脉冲过宽而引起的主电路过流，在脚9加了限幅电路。3.2 IGBT驱动电路3由于所选IGBT功率较大，所以SG3524输出的脉冲信号须经过隔离放大电路才能驱动IGBT。考虑到可靠性及经济性，所以选择了HCPL316J作为该驱动电路。HCPL316J除具有隔离及驱动功能外，还具有过流保护功能。通过测量IGBT两端的饱和压降实现过流保护，在过流发生时HCPL316J一方面封锁IGBT驱动信号，同时送出故障信号。在本方案中，HCPL316J输出的故障信号连接到SG3524的SHUTDOWN端，以便更有效地实现保护。HCPL316J的原理框图如图5所示。图64 实验结果按照上述设计，在实验室组成了机车用DC/DC变换器，并进行了一系列实验。图6为实验波形。在负载较轻时，由于分布电容的影响，开关管两端电压会发生振荡现象。在满负载情况下，将直流