一种高精度微电流测量放大器的研制

1、电子设计工程Electronic Design Engineering一种高精度微电流测量放大器的研制陈振生1,张玉林2,孙德芬1,王月1(1.山东凯文科技职业学院电工电子实训中心,山东济南250200;2.山东大学控制科学与工程学院,山东济南250061摘要:介绍了用于电子束曝光机束斑和束流测量的高精度电流/电压转换放大器。根据束流极其微弱这一特定情况,为了得到超低漂移、超低噪声和强抗干扰的高精度性能指标要求,采用了对称补偿电路设计方案,合理选用高精度集成电路作为电路的核心器件。为了加强抗干扰能力,对关键技术进行了针对性的有效处理。通过实际工作运行,证明效果良好工作可靠,满足了电子束曝光机束

2、斑和束流的高精度测量要求。关键词:束流和束斑;超低漂移;超低噪声;强抗干扰;高精度中图分类号:TN305.7文献标识码:A文章编号:1674-6236(201120-0072-04Development of one kind of high -precision amplifier to measure micro currentCHEN Zhen -sheng 1,ZHANG Yu -lin 2,SUN De -fen 1,WANG Yue 1(1.Shandong Kaiwen College of Science &Technology ,Jinan 250200,China

3、;2.Department of Control Science and Engineering ,Shandong University ,Jinan 250061,China Abstract:This paper presents the design and development of the high -precision amplifier which is used for the measurement of the electron -beam spot and current.In order to ensure ultralow -drift and ultralow

4、-noise and stubborn aniti -disturbance to achieve ,this amplifier adopts the design scheme of the symmetry compensating circuit .In design of amplifier circuit ,high -precision integrate circuits are reasonably used.In accordance with the technical requirement of stubborn aniti -disturbance ,some ke

5、y techniques have been properly handled.Through the test of the performance index and the practical usage ,This measurement amplifier is proved to be satisfactory for the measurement amplification of the beam spot and the beam current.Key words:beam spot and beam current ;ultralow -drift ;ultralow -

6、noise ;stubborn aniti -disturbance ;high -precision 收稿日期:2011-08-15稿件编号:201108040作者简介:陈振生(1946,男,山东东平人,教授。研究方向:电工电子技术及电子测控技术。电子束曝光机的不同束斑直径对应不同束流大小,两者有确定的对应关系。束径和束流的选择应配合适当使之处最佳状态。这是曝光机达最佳曝光制版的主要条件之一。这就要求准确快速地检测束斑和束流,并把检测结果送入计算机,计算机把检测结果与最佳数据相比较,再根据比较结果由计算机控制曝光机有关部件工作参数,从而达到束斑直径和束流大小的最佳配合,保证曝光机曝光制版精度

7、。束径和束流由扫描刀口法检测装置检测,计算机根据检测的束流波形变化计算出束斑和束流。由于检测装置输出电流很微弱(10-1010-7A ,且周围存在电磁干扰,特别是工频干扰,因此束流的高精度测量是曝光机自动测控系统有效工作的基础1。为此,针对我校电子束曝光机的实际情况,设计和研制了高精度微电流测量放大器,以满足曝光机工作运行中对束斑和束流的准确测控要求。1测量放大器基本工作原理测量放大器原理框图如图1所示。放大器输入电流来自扫描刀口法检测装置电极。前置级是精度非常高的超低漂移、超低噪声和强抗干扰电流/电压转换器,也就是极高精度的互阻放大器,其作用是把极微弱电流准确地转换为电压。中间级是高精度电压

8、放大器,其作用是放大前置级输出电压,并把单端输出电压转换双端输出电压。程控放大器的增益受控于计算机,使整个测量放大器成为程控电流/电压转换器。工频陷波器滤除放大器输出中的工频干扰,进一步保证送入A/D 转换器的电压足够准确。2低漂移低噪声测量放大器设计束斑和束流测量放大电路如图2所示。放大器输入电流来自束流检测装置电极。其输出电压V o 经工频陷波器送入A/D 转换电路。测量放大器主电路由3级构成。运放A 1和A 2构成前置级,是电流/电压变换器。运放A 3和A 4构成中间级,是电压放大器。可编程仪用放大器PGA202构成输出级,PGA202的14管脚是数字地端。对放大器采取了以下高精度。图1

9、检测放大器原理框图Fig.1Fundamental diagram of measurement amplifier图4前置放大器等效电路Fig.4Equivalent circuit of the first stage amplifier2.1前置级设计对于直流放大器,其漂移、噪声、增益稳定性和抗干扰性主要由前置级决定,并且前置级增益越高,其决定性就越强。前置级设计是非常关键的设计2-3。图3中的运放A 1和A 2构成对称补偿型低温漂电流/电压变换器,也就是互阻放大器。当被测电流为零时,考虑被测电流源(束流源内阻足够大,可得图4所示的求输出失调电压V O1的等效电路。图中V SO1和A S

10、O2分别是A 1和A 2的失调电压,I B1和I B2分别是A 1和A 2的偏置电流。由图4可推出前置级输出失调电压V O1及其漂移V O1分别为4V O1=(I B1-I B2R f +(V OS2-V OS1(1V O1=(坠I B1坠T -坠I B2坠T R f T +(坠V OS1坠T -坠V OS2坠TT (2式(2中前括号中两相减项分别为A 1和A 2的偏置电流温度系数,后括号中两相减项分别是A 1和A 2的失调电压温度系数,T 为温度变化量。由式(1和式(2可见,当两运放性能一致时, 输出失调电压及其温漂为零。 对由A 1和A 2所构前置放大器可进行如图4所示的等效电路分析。图4

11、(a 是A 1和A 2所构实际电路,此电路可等效为如图4(b 所示的新的运算放大器A e 。A e 的同相端就是A 2的同相端,A e 的反相端就是A 1同相端,A e 的输出端就是A 2的输出端。根据运算放大器的各性能参数的定义5,可推出A e 的各性能参数为:失调电压为A 1和A 2的失调电压之差,失调电流为A 1和A 2的偏置电流之差,开环增益为A 2的开环增益,差模输入阻抗等于A 1的共模输入阻抗。由此可见A e 的性能指标比单一的A 1或A 2有大幅度提高。A 1和A 2构成的前置级放大器的等效电路如图4(c 所示。适当选择运放的性能参数和外围电路,就可构成比单一运放构成电路的精密度

12、高得多的放大器。由图4(c 得到前置放大器输出电压V 01为:V 01=I i R f(3式中I i 是来自束流检测电极的束流。显然,前置放大器的互阻增益(V 01/I i 就等于R f 。前置级放大器中的A 1和A 2选用高精度、低温漂、低噪声运算放大器ICL7650,并经过严格挑选和多次实验验证,使A 1和A 2失调电压相对偏差和偏置电流相对偏差均小于10%。运放ICL7650的主要性能参数为6:失调电压V OS 5s ;失调电压温度系数坠V OS /坠T 0.05v/;失调电流I OS 5pA ;偏置电流I B 35pA ;开环增益A V 1×10-6;噪声电压峰峰值e n =

13、2V p-p ;差模输入电阻R i =1012;共模抑制比CMRR =130dB 。R f 和R p 选用RX70-0.5型高精度低噪声线绕电阻,并严格做到R f 和R p 相等。R f 和R p 过大,输出噪声明显增加。兼顾低噪声和高增益要求,取R f =R p =1M 。假定A 1和A 2的性能参数相对偏差最大为10%,室温变化量为15,根据运放ICL7650的性能参数,由式(1和式(2可分别求出输出失调电压V O1和漂移电压V O1。被检测束流范围为10-1010-7A ,由式(3可求得输出电压中的有用信号范围为0.1mV0.1V 。由运放的性能参数以及式(1和式(2,不难看出输出电压中

14、的有用信号远大于误差信号。由于运放的噪声电压极低,所用电阻是低噪声高精密电阻,所以也保证了输出噪声电压远小于有用信号电压。2.2中间级放大器的对称互补低温漂设计中间级由图4中的运放A 3和A 4的构成。这是一个单端输入双端输出的对称补偿电压放大器。A 3构成同相放大器,图2束流测量放大电路Fig.2Measurement amplifier of beam current图3漂移电压计算等效电路Fig.3Equivalent circuit of the drift voltage电子设计工程2011年第20期A4构成反相放大器,两者结构对称,性能互补,输出电压为A3和A4的输出电压之差,根据

15、运放电路原理可推出中间级增益A vf1为7:A vf1=V O2V O1=1+R2R1+R4R3(4式中V O2=V1-V2,V O1为运放A2的输出电压。设A3输出端失调电压及其漂移分别为V1和V1,A4输出端失调电压及其漂移分别为V2和V2,不难推出它们的表达式分别为:V1=V OS3(1+R2R1+I OS3R P1(5V1=坠V OS3坠T (1+R2R1T+坠V OS3坠TR P1T(6V2=V OS4(1+R4R3+I OS4R P2(7V2=坠V OS4坠T (1+R4R3T+坠I OS4坠TR P2T(8式中V OS3、V OS4、I OS3、I OS4分别是A3和A4的失调电

16、压和失调电流,T是温度变化量。电路设计满足:R1=R3,R2=R4,R P1= R P2。由式(5(8可见,当A3和A4性能一致时,中间级输出失调电压VO2=V1-V2=0,输出漂移电压VO2=V1-V2=0。A3和A4选用高精度、低漂移、低噪声、双回路型运放AD708B6。AD708B的两回路运放匹配优良,非常有利于对称补偿电路的设计。AD708B的主要性能参数为:失调电压V OS0.05 mV;失调电压温漂0.4v/;失调电流1nA;噪声电压峰-峰值0.6V。电路中各电阻均选用精度为±0.01%的RX70系列精密线绕电阻。通过设计使平衡电阻R P1和R P2为低阻值电阻,且R P

17、1=R1/R2,R P2=R3/R4,R1=R3=100,R2=R4=5k。中间级放大器的增益设计为A vf1=101。2.3后置级低漂移程控放大器后置级放大器由可编程仪用放大器PGA202构成,编程增益为1、10、100和1000,增益由计算机输出的数字信号控制。PGA202的性能参数8为:V OS=0.5mV;失调电压温度系数=3V/;偏置电流I B=10pA;失调电流I OS=5pA;输入噪声电压峰-峰值=1.7V(f B=0.110Hz;增益误差=0.05%。3工频陷波器的设计由于被测电流极其微弱,并且束流检测装置处于曝光机镜筒内,而测量放大器处于镜筒外,两者相距两米多,信号在两者传输

18、过程中,很容易受外界干扰影响。长期实验结果表明,低频干扰强于高频干扰,而低频干扰的主要成份是工频干扰,因此消除工频干扰是抗干扰的重点。为了能有效地抑制工频干扰而又不丢失有用信号,设计了中心频率是50Hz 的高性能双T型有源陷波器,把它串接在测量放大器输出端,使A/D转换器输入信号中的工频干扰接近于零。双T型有源工频陷波器电路如图5所示。陷波器的传输系数为9H(s=s2+2Os2+2O+4(1-ksO(9式中O为中心角频率,O=1/RC,k为u o加在A6输入端电压的分压系数。陷波器的品质因数Q、中心频率f o以及-3dB阻带宽度BW分别为Q=14(1-kf o=12RCBW=4(1-kf o(

19、10双T有源陷波器的特性主要取决于双T网络两支路R、C的对称程度。尽可能提高R、R和R/2以及C、C和2C之间的对称程度。在调试中用精密电阻,精密电容进行严格对称匹配。电路中的两运放A5和A6选用高性能集成运放LM324。取k=0.95,R f=20k,R=618k,C=5100pF。陷波器的Q=5, f o=50Hz,-3dB宽带BW=10Hz。实验测量显示,陷波点衰减50dB以上。4抑制电磁干扰的措施在电路的安装布局方面,采取了以下抗干扰技术措施。4.1对测量放大器采用双层屏蔽双层屏蔽10电路如图6所示。测量放大器置于内屏蔽罩内,放大器的地与内屏蔽罩相接,内屏蔽罩与双绞线输入信号线的屏蔽层

20、相接,并将双绞线的屏蔽层接至被测束流源的接地端B,外屏蔽罩接大地A。图6中I i为被测束流源,R s为束流源内阻,即束流检测装置的等效内阻,R1和R2分别是双绞线的线电阻,R id为测量放大电路等效输入电阻,V G是被测束流源接地端B和放大器侧接地端A之间的干扰电压。由于内外屏蔽罩之间的绝缘电阻接近无穷大,并且R1和R2与R S 和R id相比近似为零,所以干扰电压V G在测量放大器A的输入端产生的干扰电压极其微弱,接近零,远小于束流I i在放大器输入端产生的有用信号电压。 图5工频陷波器电路Fig. 5Circuit of power frequency wave-trap图6双层屏蔽原理电

21、路Fig.6Fundamental diagram of the doable shielding4.2采用电流方式传输信号在束流检测装置与测量放大器之间采用电流方式传输信号,避免把束流信号转换为电压信号后再传输到测量放大器输入端,这可防止传输导线压降、接触电阻、寄生热电偶和接触电势的影响,也不受各种电压性噪声的干扰。4.3采用双绞线屏蔽电缆传输信号在束流检测装置与测量放大器之间采用双绞线屏蔽电缆传输信号,可使干扰磁场对两导线产生的感应电势被逐段抵消,并且双绞线构成的环路面积极小,因而很好地抵制了电感耦合噪声。电缆的屏蔽层在被测信号端做到一点接地,这又起到抑制电容耦合噪声的作用。4.4合理布设

22、测量放大器印刷电路板地线首先要严格分设模拟地线与数字地线。各集成器件的模拟地与程控仪用放大器PGA202的数字地以及计算机程控信号地要严格分开布设。各级放大器的模拟地以及工作电源端去耦电容接地,均采用并联方式一点接地,以适合被测信号是低频信号的抗干扰要求。各模拟接地引线首先汇合于PGA202的模拟地端,再接工作电源地线。此外,为减小地线电阻,各接地引线要有足够大的宽度,设计值大于5mm 。5电路实验与性能指标5.1电路实验实验电路如图2所示。放大电路的输入端与束流检测装置电极断开,使放大电路的输入电流为零。用7位半数字电压表HD3455A 测量放大器的输出失调电压V O 及其漂移电压V O 。

23、用LM400型示波器测量输出噪声电压波形及其峰-峰值电压U on 。把图2中由A 1和A 2构成的对称补偿放大器变为由ICL7650单一运放构成的放大器。通过测量显示,整个放大器的输出失调电压和输出漂移电压均增加到原来的2倍以上,而输出噪声电压峰-峰值基本维持不变。把图2中由A 3和A 4构成的中间级放大器,由原来双回路运放AD708B 构成换为两单回路运放OP07构成,输出失调电压及其漂移明显增加,增加近3倍,而输出噪声没明显变化。把图2中的R f 和R p 换成10M 电阻,输出噪声峰-峰值增加到原来的2倍以上。并且R f 和R p 阻值越大输出噪声电压越大。实际测量显示,对应不同增益档次

24、,输出误差电压明显不同,增益档次越高,输出误差电压越大,但对应各档次的等效输入误差电压差别不大,基本相同。对应最高增益档次的输出误差电压最大。实际测量与理论分析表明,只要能满足最高增益档的放大精度要求,其他各低增益档就将依次呈现更高精度的测量放大。5.2束流测量互阻放大器(电流/电压转换器性能指标输入电流:10-710-10A 输出电压:010.1V互阻增益(输出电压/输入电流Ar 分四档:108;109;1010;1011输出失调电压6mV 输出温漂电压30V/输出时漂电压60V/6h 总输出误差0.06%6结束语对于测量放大类似于曝光机束流这样超低微电流,用现有的集成运放,采用常规电路结构很难达到甚至无法达到实际的高精度测量要