通信系统实验2DPSK-高毅

1、精选优质文档-倾情为你奉上 题目 2DPSK的键控调制与相干解调学 院通信工程学号姓名高毅目录1. 二进制差分相位键控（2DPSK）的键控调制 .(3) 1.1实验目的 .(3) 1.2实验内容 .(3) 1.3实验原理 .(3) 1.4系统组成、图符块参数设置及仿真结果 .(5) 1.5主要信号的功率谱密度 . (9)2. 二进制差分相位键控（2DPSK）的相干解调.(10) 2.1实验目的 .(10) 2.2实验内容 . (10) 2.3实验原理 . (10) 2.4系统组成、图符块参数设置及仿真结果 .(12) 2.5带通滤波器的单位冲击相应及幅频特性曲线 . (16) 2.6低通滤波器

2、的单位冲击相应及幅频特性曲线 .(16) 2.7主要信号的功率谱密度 .(17)3. 二进制差分相位键控（2DPSK）的系统性能分析.(19) 3.1实验目的 .(19) 3.2实验内容 .(19) 3.3实验原理 .(19) 3.4系统组成、图符块参数设置及仿真结果 .(20)4. 数据分析及心得体会 .(25)用SystemView仿真实现二进制差分相位键控（2DPSK）的键控调制1、实验目的：（1）了解2DPSK系统的键控调制电路组成、工作原理和特点；（2）分别从时域、频域视角观测2DPSK系统中的基带信号、载波及已调信号；（3）熟悉系统中信号功率谱的特点。2、实验内容：以PN码作为系统

3、输入信号，码速率Rb20kbit/s。（1） 采用键控调制实现2DPSK的调制，分别观测二进制符号序列、相对码、载波信号及2DPSK等信号的波形。（2）获取主要信号的功率谱密度。3、实验原理： 在2PSK信号中，信号相位的变化是以未调正弦载波的相位作为参考，用载波相位的绝对数值来表示数字信息的，所以称为绝对移相。但是由于相干载波恢复中载波相位的180相位模糊，导致解调出的二进制基带信号出现反向现象，从而难以实际应用。为了解决2PSK信号解调过程的反向工作问题，引入二进制差分相位键控（2DPSK）。 2DPSK方式是用前后相邻码元的载波相对相位变化来表示数字信息的。假设前后相邻码元的载波相位差为

4、Dj，可定义一种数字信息与Dj之间的关系为 则一组二进制数字信息与其对应的2DPSK信号的载波相位关系如下表所示： 二进制数字信息： 1 1 0 1 0 0 1 1 1 0 2DPSK信号相位： 0 (参) 0 0 0 0 0 或 (参) 0 0 0 0 0 数字信息与Dj之间的关系也可以定义为 2DPSK信号调制过程波形（采用Dj=0表示数字0；Dj=表示数字1）。如图1所示。 图1 2DPSK信号调制过程波形图可以看出，2DPSK信号的实现方法可以采用：首先对二进制数字基带信号进行差分编码，将绝对码表示二进制信息变换为用相对码表示二进制信息，然后再进行绝对调相，从而产生二进制差分相位键控信

5、号。2DPSK信号调制器原理图如图2所示。 图2 2DPSK信号调制器原理图其中码变换即差分编码器如图3所示。在差分编码器中：an为二进制绝对码序列，dn为差分编码序列。D触发器用于将序列延迟一个码元间隔，在SystemView中此延迟环节一般可不采用D触发器，而是采用操作库中的“延迟图符块”。 图3 差分编码器4、系统组成、图符块参数设置及仿真结果： 图4 2DPSK键控调制框图其中图符0产生绝对码序列，传码率为20kBd（对于二进制调制，比特率为20kbps）。图符1和图符2实现差分编码；图符3输出正弦载波，频率为40k Hz(这里选取其频率为信号频率的2倍，意味着一个码元内有两个载波)；

6、图符4对正弦载波反相；图符5为键控开关。图符4的输出为2DPSK信号（波形可通过图符11观察）。图符的参数设置如表1所示。 表1 键控法图符参数设置表编号库/名称参 数0Source: PN SeqAmp = 1 v，Offset = 0 v，Rate = 20e+3 Hz，Levels = 2，Phase = 0 deg1Operator: DelayNon-Interpolating，Delay = 50.e-6 sec，Output 0 = Delay ，Output 1 = Delay - dT t2 t92Logic: XORGate Delay = 0 sec，Threshold

7、= 0 v，True Output = 1 vFalse Output = -1 v3Source: SinusoidAmp = 1 v，Freq = 40e+3 Hz，Phase = 0 deg，Output 0 = Sine t4 t5 t6，Output 1 = Cosine4Operator: Negate5Logic: SPDTSwitch Delay = 0 sec，Threshold = 500.e-3 v，Input 0 = t4 Output 0，Input 1 = t3 Output 0，Control = t2 起始时间0秒，终止时间1.5e-3秒，采样点数901，采样速

8、率600e+3Hz.注：采样间隔和采样数目是相关的参数，它们之间的关系为： 采样数目=（终止时间起始时间）x（采样速率）+1仿真结果如下：正弦载波（a）正弦载波反相(b)相对码序列（绝对码序列XOR相对码延迟一个码元序列）(c)相对码延迟一个码元生成的序列(d)绝对码序列 (e)2DPSK已调信号(f)图5 键控调制各点仿真波形相对码和2DPSK信号的瀑布图，如图6所示。图6 相对码与2DPSK信号瀑布图绝对码和2DPSK信号的瀑布图，如图7所示。图7 绝对码与2DPSK信号瀑布图 从图7瀑布图波形对比中可以发现，绝对码序列中的“1”使已调信号的相位变化相位；绝对码中的“0”使已调信号的相位变

9、化0相位。5、 主要信号的功率谱密度：调制信号功率谱（样本数为时域时的40倍）图8 调制信号功率谱正弦载波频谱图9 正弦载波频谱2DPSK信号频谱图10 2DPSK信号频谱由图8可见，基带信号的大部分能量落在第一个零点（20kHz）的频率范围之内，即基带带宽为20kHz；又由图5（e）可见，绝对码序列为双极性脉冲序列，不含有直流分量，所以，不含离散谱。由图9可见，正弦载频信号的频谱位于40kHz，且频谱较纯。由图10可见，2DPSK已调信号的频谱为DSB信号，因为调制信号为双极性不归零脉冲，用双极性不归零码对载波进行相乘的调制，可以达到抑制载波的目的，即已调信号的频谱中，只有载频位置，没有载波

10、分量，频带宽度为40kHz。用SystemView仿真实现二进制差分相位键控（2DPSK）的相干解调1、实验目的：（1）了解2DPSK系统相干解调的电路组成、工作原理和特点；（2）掌握2DPSK系统解调过程信号波形的特点；（3）熟悉系统中信号功率谱的特点。2、实验内容：以2DPSK已调信号作为系统输入信号，码速率Rb20kbit/s。（1）采用相干解调加码反变换法实现2DPSK的解调，分别观察系统各点波形。（2）获取主要信号的功率谱密度。3、 实验原理： 2DPSK信号采用相干解调方式（极性比较法），解调原理图及各点波形如图11所示。其解调原理是：对2DPSK信号进行相干解调，恢复出相对码，再

11、通过码反变换器变换为绝对码，从而恢复出发送的二进制数字信息。在解调过程中，若相干解调产生180相位模糊，解调出来的相对码将产生倒置现象，但是经过码反变换器后，输出的绝对码不会发生任何倒置现象，从而解决了载波相位模糊度的问题。 图11 2DPSK信号相干解调器原理图和解调过程各点时间波形其中码反变换器即差分译码器组成如图12所示。在差分译码器中：为差分编码序列，为差分译码序列。D触发器用于将序列延迟一个码元间隔，在SystemView中此延迟环节一般可不使用D触发器，而是使用操作库中的“延迟图符块”。 图12 差分译码器 采用Costas环法提取相干载波，原理框图如图13，在SystemView

12、中采用 Costas图符块实现。 图13 Costas环法提取相干载波4、系统组成、图符块参数设置及仿真结果图14 2DPSK相干解调框图 其中，图符12为带通滤波器，图符14利用Costas环法实现相干载波的提取，图符13为乘法器，图符15为低通滤波器，图符16、17、18实现抽样判决，图符19、20实现差分解码。图符19输出接收到的绝对码。图符的参数设置如表2所示。表2 2DPSK相干解调各图符参数设置编号库/名称参 数12Operator: Linear SysButterworth Bandpass IIR3 Poles，Low Fc = 20e+3 Hz，Hi Fc =60e+3 H

13、zQuant Bits = None，Init Cndtn = Transient，DSP Mode Disabled，FPGA Aware = True，RTDA Aware = Full14Comm: CostasVCO Freq = 40e+3 Hz，VCO Phase = 0 degMod Gain = 1 Hz/v，Loop Fltr = 1 + 1/s + 1/s2Output 0 = Baseband InPhase ，Output 1 = Baseband Quadrature Output 2 = VCO InPhase ，Output 3 = VCO Quadrature

14、t13 t22RTDA Aware = Full15Operator: Linear SysBessel Lowpass IIR3 Poles，Fc = 12e+3 Hz，Quant Bits = None，Init Cndtn = TransientDSP Mode Disabled，FPGA Aware = True，RTDA Aware = Full16Operator: SamplerInterpolating ，Rate = 20e+3 Hz，Aperture = 0 sec，Aperture Jitter = 0 sec17Operator: HoldLast Value ，Gai

15、n = 118Logic: BufferGate Delay = 0 sec，Threshold = 0 v，True Output = 1 vFalse Output = -1 v，Rise Time = 0 sec，Fall Time = 0 sec19Logic: XORGate Delay = 0 sec，Threshold = 0 v，True Output = 1 vFalse Output = -1 v，Rise Time = 0 sec，Fall Time = 0 sec20Operator: DelayNon-Interpolating，Delay = 50e-6 sec，O

16、utput 0 = Delay t19 t29Output 1 = Delay - dT其中带通滤波器采用Butterworth Bandpass IIR巴特沃斯带通滤波器，低通滤波器采用Bessel Lowpass IIR贝塞尔低通滤波器。对于巴特沃斯带通滤波器，其在大约四分之三的通带上非常接近线性相位特性，而且在对2DPSK信号进行带通滤波时，其带宽较宽，所以基本符合实验要求。对于贝塞尔低通滤波器，虽然是IIR滤波器，但是其设计思想主要考虑逼近线性相位特性，所以可以采用。从整体对信号的处理结果上来看，两个滤波器的结果是可以采用的。 起始时间0秒，终止时间1.5e-3秒，采样点数901，采样

17、速率600e+3Hz。注：采样间隔和采样数目是相关的参数，它们之间的关系为： 采样数目=（终止时间起始时间）x（采样速率）+1仿真结果如下：带通滤波器的输出（a）利用Costas环法提取的相干载波（b）乘法器输出（c）低通滤波器输出（d）抽样判决输出（e）抽样判决序列延迟一个码元后的输出序列（f）接收到的绝对码序列（g）图15 相干解调各点波形2DPSK系统输入的PN序列和输出PN序列的瀑布图如图16所示。图16 输入输出PN序列瀑布图从图16可以看出，解调输出与输入PN序列一致，即说明实验正确。眼图如图27所示。无噪声条件下(a)无噪声有噪声条件下(b)信噪比0dB(c)信噪声比5dB（d）

18、信噪比10dB（e）信噪比20dB（f）信噪比30dB图27 眼图（低通滤波器输出端） 从图27（a）可以看出，在无噪声的情况下，眼图张开度较大，扫迹清晰，眼图较端正，表明码间串扰较小。在加一定噪声的条件下，从（b）（c）（d）（e）（f）眼图对比中可以看出，随着信噪比的不断增大，眼图张开度不断变大，扫迹慢慢变得清晰，表明码间串扰不断减小。故而，眼图可以定性反映码间串扰和噪声的影响，因此我们可以根据眼图指示去改善系统性能。5、带通滤波器的单位冲击相应及幅频特性曲线： 图 17 带通滤波器单位冲击响应 图 18 带通滤波器幅频特性曲线6、 低通滤波器的单位冲击相应及幅频特性曲线： 图 19 低通

19、滤波器单位冲击响应 图 20 低通滤波器的幅频特性曲线7、 主要信号的功率谱密度：2DPSK已调信号频谱图21 2DPSK已调信号频谱带通滤波器输出信号频谱图 22 带通滤波器输出信号频谱乘法器输出信号频谱图 23 乘法器输出信号频谱低通滤波器输出信号频谱图 24 低通滤波器输出信号频谱接收到的绝对码序列频谱图 25 接收到的绝对码序列频谱用SystemView对二进制差分相位键控（2DPSK） 进行性能估计1、实验目的：（1）了解2DPSK系统测试误码率电路组成、工作原理和特点；（2）学会分析2DPSK系统的抗噪声性能；（3）掌握使用SystemView软件对2DPSK系统进行性能估计的方法

20、。 2、实验内容：以2DPSK作为系统输入信号，码速率Rb20kbit/s。（1）采用相干解调法实现2DPSK的解调，测试不同信噪比下的误码率。（2）获取误码率曲线。3、实验原理： 2DPSK信号有两种解调方式，一种是差分相干解调，另一种是相干解调的码反变换法。在这里我们是采用相干解调加码反变换的方式。在发送“1”符号和“0”符号等概时，最佳判决门限b*=0。此时，码反变换器输入端的误码率即是2PSK信号采用相干解调时的误码率Pe = P(1)P(0/1)+P(0)(1/0)=(1/2)erfc(r)在大信噪比（r1）条件下，上式可近似表示为Pe（1/2r）exp(-r)经码反变换器输出变成绝

21、对码，Pe为麻烦变换器输出绝对码序列的误码率，分析可得Pe= 2P1+2P2+2P3+2Pn进而可得 Pe=2（1Pe）Pe当Pe1时，上式近似可表示为Pe = 2Pe = erfc(r)即此时码反变换器输出端绝对码序列的误码率是码反变换器输入端相对码序列误码率的两倍。可见，码反变换器的影响是使输出误码率增大。4、系统组成、图符块参数设置及仿真结果 测试误码率框图图 28 误码率测试框图其中，图符31，图符34分别对输入和输出序列进行采样，采样速率为20KHz,图符33是BER计数器，一次对比试验的比特数为5bits（观察时间为300e-3s,包含码元个数为6000个，一次循环需对比1199次

22、），参考信号与解调信号差异的门限设为0，时间偏移量为1bit，图符35为停止接收图符，当错误总数超过1000时停止本次循环的仿真进入下一个循环，图符36是终值接收器，它与BER的累计均值输出端相连，当仿真进行时，每一次循环结束时会显示本次循环的BER均值。图符27输出加性高斯白噪声，将信道模拟成一个AWGN信道。图符45控制SNR，每次循环后将信噪比递增1dB，图符46将输入端采样序列延时，使BER计数器的两个输入端位同步。表3 测试系统误码率各图符参数编号库/名称参 数27Source: Gauss NoiseStd Deviation = 2 v,Mean = 0 v ,Max Rate = 600e+3Hz35Sink:Final ValueInput from t33 Output Port 1，Max Input Rate = 4Hz31Operator:SamplerInterpolating，Rate = 20e+3 Hz，Aperture = 0 secAperture Jitter = 0 sec， Max Rate = 20e+3 Hz35Sink:Cndtnl StopAction = Go To Next L