高可靠DC-DC变换器的设计

1、    高可靠DC-DC变换器的设计概述高性能DC-DC变换器要求具有高功率密度，大电流通路，宽泛的工作温度范围等特点。近年来随着航空航天领域的拓展，对高性能DC-DC变换器的需求日益大增，而对采用厚膜混合集成功率电路工艺制造的高可靠105的DC-DC变换器的需求更为突出。采用厚膜工艺配套。利用浅腔式金属外壳，平行缝焊封装，提高了气密性(漏气率达10E-8atmcm3s数量级)，增强了电路内部保护功能，有利于混合电路的长期可靠性，克服锡焊使用助焊剂造成电路松概述高性能DC-DC变换器要求具有高功率密度，大电流通路，宽泛的工作温度范围等特点。近年来随着航空

2、航天领域的拓展，对高性能DC-DC变换器的需求日益大增，而对采用厚膜混合集成功率电路工艺制造的高可靠105的DC-DC变换器的需求更为突出。采用厚膜工艺配套。利用浅腔式金属外壳，平行缝焊封装，提高了气密性(漏气率达10E-8atmcm3s数量级)，增强了电路内部保护功能，有利于混合电路的长期可靠性，克服锡焊使用助焊剂造成电路松香污染的缺陷。外壳采用10号冷轧钢，热膨胀系数接近7 ppm，有助于散热。2 应用设计应用PWM开关型控制器设计高频DC-DC变换器，本设计通过减小延迟时间，增加一些附属功能大大增强高频功率变换器的应用。通过增大转换频率，能够减小储能元件的尺寸，使用陶瓷电容增加稳定性，降

3、低系统消耗，简化了分布电源结构。2.1选择变换器的工作方式对于Si9114，变换器的最佳工作方式是回扫式(反激式)和正激式。回扫式变换器中所有线圈并联。当一个线圈短路，其他线圈也短路，辅助电源绕组也随之短路，无法向控制电路提供电源，使得输出电压不稳定。而正激式变换器的辅助电源绕组正向导通，输出绕组短路时，脉宽降到最窄，依然能够向控制电路提供足够的电源。故选用正激式变换器进行设计。2.2 PWM控制电路Si9114作为电流型脉冲调制式(PWM)控制器，具有以下特点：开关频率高达1 MHz。由于开关频率高，储能元件尺寸小，全部采用贴片式，尺寸小，重量轻，系统成本低；内部集成有功率MOSFET驱动电

4、路和高压启动电路，采用DMOS晶体管，允许内部集成200 V的高压直流相连，省去二次稳压；软启动电路可使功率元件在系统上电时受到小的冲击，提高系统的可靠性；提供同步输出引线，可使变换器之间同步或与外部某一时钟同步，简化了EMI滤波，易于实现DC变换器的并联； 具有逻辑控制的关闭电路及欠压关断电路；耐压200 V，导通电阻1 ，SO-8封装，适用于10 W30 W的开关电源。Si9114的引脚1为高压预调制器：由于DC母线电压与VCC电压存在很大差距，需要一个启动电路。Si9114采用低功耗、BICDMOS电路制造技术和高电压耗尽型MOSFET解决了启动问题。当电压上电时，场效应管导通，电流从输

5、入电容CIN流入VCC电容CVCC直到VCC到达9.2 V，变换器通过一个辅助电源绕组供给VCC时，当VCC高于9.2 V，关闭高压耗尽型场效应管，理想电压为11 V13 V。图1所示为PWM控制电路的启动电路。</TD>引脚2为关闭端。关闭端用于快速关闭输出脉冲，由该引脚到输出端典型的延迟为300ns。该延迟时间完全可由引脚2实现过压保护功能。引脚3为基准电源。基准电压4.0 V，提供5 mA的电流。为防止不稳定和纹波，须对基准电源加退耦电路，建议采用100nF的陶瓷电容。引脚4、引脚5、引脚6组成误差放大器。误差放大器由PMOS输人对称级连增益放大级和-AB类增益放大器构成。典

6、型的开环电压增益为77 dB，单位增益带宽为2.7 MHz。误差放大器的同相端接在由2只1 k电阻组成的分压器，其电压为2 V(VREF=4 V)，C2为旁路电容。误差放大器的反馈电压5 V输出端经光电耦合器及TL431组成的电路隔离，输入至FB端。引脚7为软启动。软启动电路有助于变换器以正常方式启动并减小元件压力。启动时，由于输入电容而引起的初始启动电流，变换器试图将输出电压纳入调制范围时，工作于最大占空比周期时产生峰值电流，当遇到大输出电容和峰值电流时，可能发生振荡。可用延迟软肩动时间避免发生此类问题。引脚8和引脚9为振荡器。振荡器的振荡频率取决于外接元件RT和GT(参见图3)。内部二分频

7、电路可防止占空比大于50，避免变压器磁芯饱和。通过改变VCC注入RT的电流，改变变换器的工作频率。依据Si9114的数据资料，RT应选取为68 k1 000 k，CT应选取47 pF200 pF。引脚10为同步端。同步输入端主时钟与其连接，这样频率和相位都与主时钟同步，从而避免由于不同步的差拍效应而产生的噪声电平干扰，使得DC变换器的并联应用易于实现。引脚11为输入地。引脚12为输出驱动。输出驱动采用N沟道和P沟道互补型输出级，其输出电流为400 mA，灌入电流为700 mA。引脚13为电流检测。电流检测比较器通过比较误差放大器的输出与输出电感中的电流来实现电流模式控制。由于整流器的反向恢复，

8、次级线圈的等效容性负载以及感性电路的影响，被测电流波形前沿常有毛刺及噪声电平，通过RC网络低通滤波器可抑制前沿毛刺，使得整个波形不产生畸变。图2(a)为输入波形，(b)为低通滤波器网络，(c)为正确而需要的输出波形。引脚14为Si9114的电源端。VCC电压范围为9.5 V16.5 V。最大绝对值为18 V。在实际应用中，高温时电压下移2.0 V；低温时上移3.0 V，该电压一般在10.8 V12.5 V。为了保证VCC电压稳定，交流干扰小，一般选1F10F的退耦电容。2.3确定开关频率在PWM控制电路中，根据电路的短路特性确定开关频率。输出短路时，为维持恒流工作方式，控制电路应尽可能的减小占

9、空比。理想状态时，在规定的电压调整率范围内应能输出105的额定电流；短路时，则输出115的额定电流。若占空比太小，会产生输出电流的拖尾现象，这就需要使用大功率的整流元件避免在过载时产生毁灭性电流。基于以上原因，考虑到厚膜电路的布局、变压器、磁芯、功率器件及效率等因素，设置变换器的工作频率为250kHz。2.4元件的选择元件的选取耐压电压是实际电压的1.02倍，正向电流的1.52倍。场效应管选用IR公司的IRF7495(S0-8)，其主要参数为：VDSS=100 V，RDS(ON)=22m，VGS=10 V，ID=7.3 A，COSS=160 pF980 pF(一般取240pF)；整流二极管选用

10、IR公司的12CWQ04FN (D-PAK T0-252AA)，其主要参数：IF=12 A，VR=40 V，VF=0.48 V,CT=405 pF。肖特基二极管都有寄生电容，并对这些电容充放电。采用大容量的整流元件可降低变换器效率。 2.5变压器的设计变换器采用谐振复位正激式变换器，一般正激式电路中，变压器多采用磁复位线圈或箝位电路。谐振复位由MOS管的寄生电容和变压器的磁化电感决定。也需考虑输出二极管的电容。如图3所示，变压器的磁化电感对变压器形成了并联调制电路，其谐振频率是由寄生元件决定，复位时间要尽可能短，要对铁心完全复位，直到下一个开关脉冲到来。复位时间取决于场效应管和整流二极管的选择

11、。图4所示是5 V3 A时MOS管的漏极波形，从图中可知：漏感小，磁复位处理效果良好。变压器的磁芯选用TDK公司PC40，其主要参数为：高导磁率，居里温度大于215，饱和磁通密度在电路设计中，一般取BS=1 600 GAS(高斯)。工作频率为250 kHz,最大占空比为0.370.45,本应用设计选用0.42。初级电感量为130 H160 H，10匝，漏感要求小于1H。计算变压器次级线圈的匝数，输出5 V，确认与输出电压相串联的损耗，包括：滤波电感、变压器直流损耗、整流器正向压降等。根据骨架的窗口尺寸、电流密度的要求，变压器的参数设为初级为10匝，次级为9匝。采用并联层绕方式以减少漏感。2.6输出电感从电路理论得知：VL=Ldidt，VL=Ein-Eoutdi=IL(IL取0.10.25 Iout)，L=(Ein-Eout)tIL正激式变换器在最大转换周期时Ein=2Eout，Toff=0.5T，所以：L=EoutToffIL=5 V×2s(0.2×5 A)=10H。根据电感量、电流密度要求。磁芯选用TDK公司PC40P117，骨架BP117-612，绕组为10匝，电感量为10 H。2.7布局考虑主电流回路流经输入电容，变压器，MOS管，电流采样电阻，再流回输入电容。为了避免噪声注入其他电路，