转速、电流双闭环直流调速系统和调节器的工程设计方法ppt课件

1、转速、电流双闭环直流调速系统和转速、电流双闭环直流调速系统和调理器的工程设计方法调理器的工程设计方法 第第 3 章章内容提要内容提要 转速、电流双闭环控制的直流调速转速、电流双闭环控制的直流调速系统是运用最广、性能很好的直流调系统是运用最广、性能很好的直流调速系统。本章着重阐明其控制规律、速系统。本章着重阐明其控制规律、性能特点和设计方法，是各种交、直性能特点和设计方法，是各种交、直流电力拖动自动控制系统的重要根底。流电力拖动自动控制系统的重要根底。我们将重点学习：我们将重点学习：n转速、电流双闭环直流调速系统及其静特性；n双闭环直流调速系统的数学模型和动态性能分析；n调理器的工程设计方法；n

2、按工程设计方法设计双闭环系统的调理器n弱磁控制的直流调速系统。内容提要内容提要2.1 转速、电流双闭环直流调速系统转速、电流双闭环直流调速系统 及其静特性及其静特性n问题的提出 n 在上一章中阐明，采用转速负反响和PI调理器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，假设对系统的动态性能要求较高，例如：要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足需求。1. 主要缘由 是由于在单闭环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。 在单闭环直流调速系统中，电流截止负反响环节是专门用来控制电流的，但它只能在超越临界电流值 Idcr 以后，靠剧烈的负反响作用限制

3、电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。b) 理想的快速起动过程IdLntIdOIdma) 带电流截止负反响的单闭环调速系统图2-1 直流调速系统起动过程的电流和转速波形2. 理想的起动过程IdLntIdOIdmIdcr 性能比较n带电流截止负反响的单闭环直流调速系统起动过程如图 所示，起动电流到达最大值 Idm 后，受电流负反响的作用降低下来，电机的电磁转矩也随之减小，加速过程延伸。 IdLntIdOIdmIdcr图2-1 a) 带电流截止负反响的单闭环调速系统性能比较续n理想起动过程波形如图，这时，起动电流呈方形波，转速按线性增长。这是在最大电流转矩受限制时调速系统所能获得的最快的起

4、动过程。IdLntIdOIdm图2-1 b) 理想的快速起动过程3. 处理思绪 为了实如今允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流坚持为最大值Idm的恒流过程。 按照反响控制规律，采用某个物理量的负反响就可以坚持该量根本不变，那么，采用电流负反呼应该可以得到近似的恒流过程。 如今的问题是，我们希望能实现控制：起动过程，只需电流负反响，没有转速负反响；稳态时，只需转速负反响，没有电流负反响。 怎样才干做到这种既存在转速和电流两种负反响，又使它们只能分别在不同的阶段里起作用呢？2.1.1 转速、电流双闭环直流调速系统的组成转速、电流双闭环直流调速系统的组成 为了实现转速和电流两种负反响分别起作

5、用，可在系统中设置两个调理器，分别调理转速和电流，即分别引入转速负反响和电流负反响。二者之间实行嵌套或称串级联接如以下图所示。TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAVM+-UdIdUPEL-MTG+图2-2 转速、电流双闭环直流调速系统构造 1. 系统的组成ASR转速调理器 ACR电流调理器 TG测速发电机TA电流互感器 UPE电力电子变换器内环外 环 图中，把转速调理器的输出当作电流调理器的输入，再用电流调理器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环构造上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。 这就构成了转速、电流双闭环调速系统。2. 系统电路构造 为了获得良好

6、的静、动态性能，转速和电流两个调理器普通都采用 P I 调理器，这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图示于以下图。图中标出了两个调理器输入输出电压的实践极性，它们是按照电力电子变换器的控制电压Uc为正电压的情况标出的，并思索到运算放大器的倒相作用。系统原理图 图中表出，两个调理器的输出都是带限幅作用的。转速调理器ASR的输出限幅电压U*im决议了电流给定电压的最大值；电流调理器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。3. 限幅电路二极管钳位的外限幅电路C1R1R0RlimVD1VD2限幅电路续 稳压管钳位的外限幅电路R1C1VS1VS2R0Rlim4. 电流检测电

7、路电流检测电路 TA电流互感器2.1.2 稳态构造图和静特性稳态构造图和静特性 为了分析双闭环调速系统的静特性，必需先绘出它的稳态构造图，如以下图。它可以很方便地根据上图的原理图画出来，只需留意用带限幅的输出特性表示PI 调理器就可以了。分析静特性的关键是掌握这样的 PI 调理器的稳态特征。1. 系统稳态构造图图2-4 双闭环直流调速系统的稳态构造图转速反响系数; 电流反响系数 Ks 1/CeU*nUcIdEnUd0Un+-ASR+U*i- R ACR-UiUPE2. 限幅作用 存在两种情况：饱和输出到达限幅值 当调理器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调理器

8、退出饱和；换句话说，饱和的调理器暂时隔断了输入和输出间的联络，相当于使该调理环开环。n不饱和输出未到达限幅值n 当调理器不饱和时，正如1.6节中所阐明的那样，PI 作用使输入偏向电压在稳态时总是零。 3. 系统静特性实践上，在正常运转时，电流调理器是不会到达饱和形状的。因此，对于静特性来说，只需转速调理器饱和与不饱和两种情况。 双闭环直流调速系统的静特性如下图，图2-5 双闭环直流调速系统的静特性 n0IdIdmIdNOnABC1转速调理器不饱和di*i0n*nIUUnnUU式中， 转速和电流反响系数。由第一个关系式可得 0*nnUn从而得到上图静特性的CA段。 (2-1) n 静特性的程度特

9、性 与此同时，由于ASR不饱和，U*i U*im，从上述第二个关系式可知: Id Idm。 这就是说， CA段静特性从理想空载形状的 Id = 0 不断延续到 Id = Idm ，而 Idm 普通都是大于额定电流 IdN 的。这就是静特性的运转段，它是程度的特性。 2 转速调理器饱和 这时，ASR输出到达限幅值U*im ，转速外环呈开环形状，转速的变化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调理系统。稳态时 dm*imdIUI式中，最大电流 Idm 是由设计者选定的，取决于电机的允许过载才干和拖动系统允许的最大加速度。(2-2) n 静特性的垂直特性 式2-2所描画的静特性

10、是上图中的AB段，它是垂直的特性。 这样的下垂特性只适宜于 n n0 ，那么Un U*n ，ASR将退出饱和形状。 4. 两个调理器的作用n双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，这时，转速负反响起主要调理作用。n当负载电流到达 Idm 后，转速调理器饱和，电流调理器起主要调理作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动维护。 这就是采用了两个PI调理器分别构成内、外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流截止负反响的单闭环系统静特性好。然而实践上运算放大器的开环放大系数并不是无穷大，特别是为了防止零点飘移而采用 “准PI调理器时，静特性的两段实践上都略有很小的静差，如上

11、图中虚线所示。 2.1.3 各变量的稳态任务点和稳态参数计算各变量的稳态任务点和稳态参数计算 双闭环调速系统在稳态任务中，当两个调理器都不饱和时，各变量之间有以下关系 0n*nnnUUdLdi*iIIUUsdL*nesdesd0c/KRIUCKRInCKUU(2-3) (2-5) (2-4) 上述关系阐明，在稳态任务点上， 转速 n 是由给定电压U*n决议的； ASR的输出量U*i是由负载电流 IdL 决议的； 控制电压 Uc 的大小那么同时取决于 n 和 Id，或者说，同时取决于U*n 和 IdL。 这些关系反映了PI调理器不同于P调理器的特点。比例环节的输出量总是正比于其输入量，而PI调理

12、器那么不然，其输出量的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需求决议的。后面需求PI调理器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为止。n 反响系数计算 鉴于这一特点，双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环有静差系统完全不同，而是和无静差系统的稳态计算类似，即根据各调理器的给定与反响值计算有关的反响系数： 转速反响系数 电流反响系数 max*nmnUdm*imIU(2-6) (2-7) 两个给定电压的最大值U*nm和U*im由设计者选定，设计原那么如下：U*nm受运算放大器允许输入电压和稳压电源的限制；U*im 为ASR的输出限幅值。前往目录前往目录2.2 双闭环直流调速系统的数学模型双闭环直

13、流调速系统的数学模型 和动态性能分析和动态性能分析本节提要双闭环直流调速系统的动态数学模型起动过程分析动态抗扰性能分析转速和电流两个调理器的作用2.2.1 双闭环直流调速系统的动态数学模型双闭环直流调速系统的动态数学模型 在单闭环直流调速系统动态数学模型的根底上，思索双闭环控制的构造，即可绘出双闭环直流调速系统的动态构造图，如以下图所示。1. 系统动态构造图2-6 双闭环直流调速系统的动态构造图 U*n Uc-IdLnUd0Un+- +-UiWASR(s)WACR(s)Ks Tss+11/RTl s+1RTmsU*iId1/Ce+E2. 数学模型 图中WASR(s)和WACR(s)分别表示转速

14、调理器和电流调理器的传送函数。假设采用PI调理器，那么有 ssKsWnnnASR1)(ssKsWiiiACR1)(2.2.2 起动过程分析起动过程分析 前已指出，设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近理想起动过程! 因此在分析双闭环调速系统的动态性能时，有必要首先讨论它的起动过程。 双闭环直流调速系统突加给定电压U*n由静止形状起动时，转速和电流的动态过程示于以下图。图2-7 双闭环直流调速系统起动时的转速和电流波形 n OOttIdm IdL Id n* IIIIIIt4 t3 t2 t1 t01. 起动过程 由于在起动过程中转速调理器ASR阅历了不饱和、饱和、退饱和三种情况，整个动态过

15、程就分成图中标明的I、II、III三个阶段。 第I阶段电流上升的阶段0 t1 n突加给定电压 U*n 后，Id 上升，当 Id 小于负载电流 IdL 时，电机还不能转动。n当 Id IdL 后，电机开场起动，由于机电惯性作用，转速不会很快增长，因此转速调理器ASR的输入偏向电压的数值仍较大，其输出电压坚持限幅值 U*im，即转速调理器ASR进入饱和形状，强迫电流 Id 迅速上升。IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第I阶段续t0第 I 阶段续n直到，Id = Idm ， Ui = U*im 电流调理器很快就压制了Id 的增长，标志着这一阶段的终了。n 在

16、这一阶段中，ASR很快进入并坚持饱和形状，而ACR普通不饱和。第 II 阶段恒流升速阶段t1 t2 n在这个阶段中，ASR一直是饱和的，转速环相当于开环，系统成为在恒值电流U*im 给定下的电流调理系统，根本上坚持电流 Id 恒定且 ，因此系统的加速度恒定，转速呈线性增长。dmdII n IdL Id n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第 II 阶段续t0第 II 阶段续n与此同时，电机的反电动势E 也按线性增长，对电流调理系统来说，E 是一个线性渐增的扰动量，为了抑制它的扰动， Ud0和 Uc 也必需根本上按线性增长，才干坚持 Id 恒定。n当ACR采用PI调理器时，

17、要使其输出量按线性增长，其输入偏向电压必需维持一定的恒值，也就是说， 图中的Id 应略低于Idm ，即 ACR不应饱和。第 II 阶段续 恒流升速阶段是起动过程中的主要阶段。 为了保证电流环的主要调理作用，在起动过程中 ACR是不应饱和的，电力电子安装 UPE 的最大输出电压也须留有余地，这些都是设计时必需留意的！第 阶段转速调理阶段 t2 以后 n当转速上升到给定值时，转速调理器ASR的输入偏向减少到零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值U*im ，所以电机仍在加速，使转速超调由于积分的作用。n转速超调后，ASR输入偏向电压变负，使它开场退出饱和形状， U*i 和 Id 很快下降。但是，只

18、需 Id 仍大于负载电流 IdL ，转速就继续上升。IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第 阶段续t0第 阶段续n直到Id = IdL时，转矩Te= TL ，那么dn/dt = 0，转速n才到达峰值t = t3时。IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 ttt0第 阶段续n以后，电动机开场在负载的阻力下减速，与此相应，在一小段时间内 t3 t4 ， Id 6dB 。 保管适当的稳定裕度，是思索到实践系统各环节参数发生变化时不致使系统失去稳定。 在普通情况下，稳定裕度也能间接反映系统动态过程的平稳性，稳定裕度大，意味着动态过

19、程振荡弱、超调小。2.3.1 工程设计方法的根本思绪工程设计方法的根本思绪 1.选择调理器构造,使系统典型化并满足稳定和稳态精度。2.设计调理器的参数，以满足动态性能目的的要求。2.3.2 典型系统典型系统 普通来说，许多控制系统的开环传送函数都可表示为 (2-8)n1iirm1jj) 1() 1()(sTssKsW)(sWR(s)C(s) 上式中，分母中的 sr 项表示该系统在原点处有 r 重极点，或者说，系统含有 r 个积分环节。根据 r=0，1，2，等不同数值，分别称作0型、I型、型、系统。 自动控制实际曾经证明，0型系统稳态精度低，而型和型以上的系统很难稳定。 因此，为了保证稳定性和较

20、好的稳态精度，多项选择用I型和II型系统。1. 典型I型系统n构造图与传送函数 ) 1()(TssKsW)(sR) 1(TssK)(sC式中 T 系统的惯性时间常数； K 系统的开环增益。2-9开环对数频率特性On性能特性n 典型的I型系统构造简单，其对数幅频特性的中频段以 20 dB/dec 的斜率穿越 0dB 线，只需参数的选择能保证足够的中频带宽度，系统就一定是稳定的，且有足够的稳定裕量，即选择参数时需满足 T1c1cT或于是，相角稳定裕度 45arctg90arctg90180ccTT45arctgcT2. 典型型系统n构造图和传送函数 ) 1() 1()(2TsssKsW)(sR)(

21、sC) 1() 1(2TsssK2-10n开环对数频率特性O1n 性能特性n 典型的II型系统也是以 20dB/dec 的斜率穿越零分贝线。由于分母中 s2 项对应的相频特性是 180，后面还有一个惯性环节，在分子添上一个比例微分环节s +1，是为了把相频特性抬到 180线以上，以保证系统稳定，即应选择参数满足 T11cT或 且 比 T 大得越多，系统的稳定裕度越大。2.3.3 控制系统的动态性能目的控制系统的动态性能目的 自动控制系统的动态性能目的包括：跟随性能目的抗扰性能目的 1. 跟随性能目的：跟随性能目的： 在给定信号或参考输入信号的作用下，在给定信号或参考输入信号的作用下，系统输出量

22、的变化情况可用跟随性能目系统输出量的变化情况可用跟随性能目的来描画。常用的阶跃呼应跟随性能目的来描画。常用的阶跃呼应跟随性能目的有的有tr 上升时间上升时间 超调量与峰值时间超调量与峰值时间tp ts 调理时间调理时间 系统典型的阶跃呼应曲线图2-11 典型阶跃呼应曲线和跟随性能目的2. 抗扰性能目的 抗扰性能目的标志着控制系统抵抗扰动的才干。常用的抗扰性能目的有Cmax 动态降落tv 恢复时间 普通来说，调速系统的动态目的以抗扰性能为主，而随动系统的动态目的那么以跟随性能为主。 突加扰动的动态过程和抗扰性能目的图2-12 突加扰动的动态过程和抗扰性能目的maxC1C2C5%或2% CNNO

23、ttmtvCb2.3.4 典型典型I型系统性能目的和参数的关系型系统性能目的和参数的关系 典型I型系统的开环传送函数如式2-9所示，它包含两个参数：开环增益 K 和时间常数 T 。其中，时间常数 T 在实践系统中往往是控制对象本身固有的，可以由调理器改动的只需开环增益 K ，也就是说，K 是独一的待定参数。设计时，需求按照性能目的选择参数 K 的大小。 K 与开环对数频率特性的关系 图2-13绘出了在不同 K 值时典型 I 型系统的开环对数频率特性，箭头表示K值增大时特性变化的方向。 K 与截止频率 c 的关系 当c 1 / T时，特性以20dB/dec斜率穿越零分贝线，系统有较好的稳定性。由

24、图中的特性可知cclg20) 1lg(lg20lg20K所以 K = c 当 c 时 T1(2-12) 1KT 式2-12阐明，K 值越大，截止频率c 也越大，越接近1/T，系统呼应越快，但相角稳定裕度 = 90 arctgcT 越小，这也阐明快速性与稳定性之间的矛盾。在详细选择参数 K时，须在二者之间取折衷。 下面将用数字定量地表示 K 值与各项性能目的之间的关系。 表2-1 I型系统在不同输入信号作用下的稳态误差输入信号阶跃输入斜坡输入加速度输入稳态误差 0v0 / K0)(RtRtvtR0)(2)(20tatR1. 典型I型系统跟随性能目的与参数的关系 1稳态跟随性能目的：系统的稳态跟随

25、性能目的可用不同输入信号作用下的稳态误差来表示。 由表可见：在阶跃输入下的 I 型系统稳态时是无差的；但在斜坡输入下那么有恒值稳态误差，且与 K 值成反比；在加速度输入下稳态误差为 。 结论：I型系统不能用于具有加速度输入的随动系统。2动态跟随性能目的n闭环传送函数：典型闭环传送函数：典型 I 型系统是一种二阶型系统是一种二阶系统，其闭环传送函数的普通方式为系统，其闭环传送函数的普通方式为 2nn22ncl2)()()(sssRsCsW2-13 式中 n 无阻尼时的自然振荡角频率，或称 固有角频率； 阻尼比，或称衰减系数。 从典型I型系统的开环传送函数式29可以求出其闭环传送函数，如下：nK、

26、T与规范方式中的参数的换算关系 TKnKT121T21n(2-15) (2-16) (2-17) 且有 TKsTsTKsTsKsTsKsWsWsW1)1(1)1()(1)()(2cl(2-14) n二阶系统的性质n当 1 时，系统动态呼应是欠阻尼的振荡特性，n当 1 时，系统动态呼应是过阻尼的单调特性；n当 = 1 时，系统动态呼应是临界阻尼。 n 由于过阻尼特性动态呼应较慢，所以普通常把系统设计成欠阻尼形状，即n 0 1 由于在典型I型系统中 KT 0.5。因此在典型 I 型系统中应取 下面列出欠阻尼二阶系统在零初始条件下的阶跃呼应动态目的计算公式 15 . 0(2-18) n性能目的和系统

27、参数之间的关系 %100e%)1/(2)arccos(122rTt(2-19) (2-20) (2-21) 2np1t超调量 上升时间 峰值时间 表表2-2 典型典型I型系统跟随性能目的和频域目的与参数的关系型系统跟随性能目的和频域目的与参数的关系 与与KT的关系服从于式的关系服从于式2-16 详细选择参数时，应根据系统工艺要求选择参数以满足性能目的。参数关系KT0.250.39 0.50.69 1.0阻尼比超调量 上升时间 tr峰值时间 tp 相角稳定裕度 截止频率c 1.0 0 % 76.30.243/T 0.8 1.5% 6.6T8.3T69.90.367/T 0.707 4.3 % 4

28、.7T6.2T 65.50.455/T 0.6 9.5 % 3.3T4.7T59.2 0.596/T 0.5 16.3 % 2.4T3.2T 51.8 0.786/T2. 典型I型系统抗扰性能目的与参数的关系 图2-14a是在扰动 F 作用下的典型 I 型系统，其中，W1(s)是扰动作用点前面部分的传送函数，后面部分是W2(s) ，于是 只讨论抗扰性能时，令输入作用 R = 0，得到图2-14b所示的等效构造图。 ) 1()()()(21TssKsWsWsW(2-25) 图2-14扰动作用下的典型I型系统)a)b0)(sR)(2sW)(1sW)(sF)()(sCsC) ( s N) (11sW

29、)(2sW) (sC典型I型系统 b)a) 结论：1.抗扰性能与 W1(s) 有关； 2.抗扰性能与跟随性能也有关； 3. 抗扰性能与扰动点的位置也有关。 在此，针对常用的调速系统，分析图2-15的一种情况，其他情况可仿此处置。经过一系列计算可得到表 2-3 所示的数据。 由图b)可知，在扰动作用下输出变化量的象函数 为)(1)()()()(1sWsWsWsFsC)(sC图2-15 典型I型系统在一种扰动作用下的动态构造框图等效框图则可得图取),/1212111bTTTKKKKKKdpi1)() 1() 1()(11222121121sTKsWsTssTKsWsTs）就可以得到）对消掉（令（)

30、(1() 1(11)()(1)()()(2222122212KsTssTTsFKTsKKssTFKsWsWsWssFsC) 1()1 ()1 ()()()(112121TssKsTsKsTsKKsWsWsW并且在阶跃扰动下，有TtmeTtememmmmFKtCTtTtTt2sin2cos)1 ()1 (1222)(22222221TTTTm51101201301%100maxbCC55.5%33.2%18.5%12.9%tm / T4.0tv / T14.721.728.730.4表表2-3 典型典型I型系统动态抗扰性能目的与参数的关系型系统动态抗扰性能目的与参数的关系(控制

31、构造和扰动作用点如图控制构造和扰动作用点如图2-15所示，已选定的参数关系所示，已选定的参数关系KT=0.5) 式中 为控制对象中小时间常数与大时间常数的比值，取不同的m值即可计算出 相应的的动态过程曲线。121TTm)(tCn 分析结果： n 由表2-3中的数据可以看出，当控制对象的两个时间常数相距较大时，动态降落减小，但恢复时间却拖得较长。2.3.5 典型典型II型系统性能目的和参数的关系型系统性能目的和参数的关系 n可选参数：在典型II型系统的开环传送函数式(2-10)中，与典型 I 型系统相仿，时间常数T也是控制对象固有的。所不同的是，待定的参数有两个： K 和 ，这就添加了选择参数任

32、务的复杂性。n 为了分析方便起见，引入一个新的变量 (图2-16)，令 12Th(2-32) 典型型系统的开环对数幅频特性dBL/0 11T12hKlg20-20 40 -40 / s-1c=120dB/dec40dB/dec40dB/dec图2-16 典型型系统的开环对数幅频特性和中频宽中频宽度n中频宽hn 由图可见，h 是斜率为20dB/dec的中频段的宽度对数坐标，称作“中频宽。由于中频段的情况对控制系统的动态质量起着决议性的作用，因此 h 值是一个很关键的参数。 由于cwwK1 在设计调理器时，选择频域参数h和 就相当于选择 和K 。cw 工程上常采用“振荡目的法中的闭环幅频特性峰值M

33、r最小原那么，相应关系式如下：211212hwwhhwwcc 以上两式称作Mrmin准那么的“最正确频比，因此有)11(21)(21212122121Twwwwhhwhwwwcccc因此， 对应的最小闭环幅频特性峰值是11minhhMr h345678910Mrmin21.631.291.251.22w2 / wc71.711.751.781.801.82wc / w12.02.53.03.54.04.55.05.5表表2-4 不同不同h值时的值时的Mrmin值和对应的最正确频比值和对应的最正确频比 确定了h和 之后，可以算出 和K，见下式：cw22221

34、12121)1(21ThhhhThwwwKhTc 只需按照动态性能目确实定h值，就可以利用上述公式计算出K和 。表25 II型系统在不同输入信号作用下的稳态误差输入信号阶跃输入斜坡输入加速度输入稳态误差00 0)(RtRtvtR0)(2)(20tatRKa /01稳态跟随性能目的稳态跟随性能目的 型系统在不同输入信号作用下的稳态误差列于表型系统在不同输入信号作用下的稳态误差列于表2-5中中 。1. 典型II型系统跟随性能目的和参数的关系 由表可知： 在阶跃和斜坡输入下，II型系统稳态时均无差；加速度输入下稳态误差与开环增益K成反比。2动态跟随性能目的 按Mr最小准那么选择调理器参数时，先求出典

35、型II型系统的开环传送函数，得) 1(121) 1() 1()(2222TsshTsThhTsssKsW 然后求出系统的闭环传送函数，为112121) 1(21) 1() 1(21)(1)()(22233222222hTssThhsThhhTshTsThhTsshTsThhsWsWsWcl 当R(t)为阶跃函数时，那么)11212(1)(222332hTssThhsThhshTssC h 3 4 56 7 8 9 10 tr / Tts / T k 52.6% 2.412.15 3 43.6% 2.65 11.65 237.6% 2.85 9.55 2 33.2% 3.0 10.45 129.

36、8% 3.1 11.30 127.2% 3.2 12.25 125.0% 3.3 13.25 1 23.3% 3.35 14.20 1表2-6 典型II型系统阶跃输入跟随性能目的按Mrmin准那么确定关系时 把各项目的综合起来看，h=5时动态跟随性能比较适中，比较表26和22可知：典型II型系统的超调量普通都比典型I型系统大，而快速性要好。图2-17 典型II型系统在一种扰动作用下的动态构造图抗扰系统构造2. 典型型系统抗扰性能目的和参数的关系n扰动系统的输出呼应n在阶跃扰动下， 11212) 1(12)(222332222hTssThhsThhTsTFKhhsC2-43 由式2-43可以计算

37、出对应于不同 h值的动态抗扰过程曲线C(t)，从而求出各项动态抗扰性能目的，列于表2-7中。在计算中，为了使各项目的都落在合理的范围内，取输出量基准值为 Cb = 2FK2T 2-44 表2-7 典型II型系统动态抗扰性能目的与参数的关系 控制构造和阶跃扰动作用点如图2-18，参数关系符合最小Mr准那么 h 3 4 56 7 8 9 10 Cmax/Cbtm / T tv / T 72.2% 2.4513.60 77.5% 2.70 10.4581.2% 2.85 8.80 84.0% 3.00 12.9586.3% 3.15 16.8588.1% 3.25 19.8089.6% 3.30 2

38、2.80 90.8% 3.40 25.85 由表2-7中的数据可见，普通来说， h 值越小， Cmax/Cb 也越小， tm 和 tv 都短，因此抗扰性能越好，这个趋势与跟随性能目的中超调量与 h 值的关系恰好相反，反映了快速性与稳定性的矛盾。 但是，当 h 5 时，由于振荡次数的添加， h 再小，恢复时间 tv 反而拖长了。 n分析结果n 由此可见，h = 5是较好的选择，这与跟随性能中调理时间最短的条件是一致的见表2-6。n 因此，把典型型系统跟随和抗扰的各项性能目的综合起来看，h = 5应该是一个很好的选择。 n两种系统比较n 比较分析的结果可以看出，典型I型系统和典型型系统除了在稳态误

39、差上的区别以外，在动态性能中，n典型 I 型系统在跟随性能上可以做到超调小，但抗扰性能稍差，n典型型系统的超调量相对较大，抗扰性能却比较好。n 这是设计时选择典型系统的重要根据。2.3.6 调理器构造的选择和传送函数的近似调理器构造的选择和传送函数的近似 处置处置非典型系统的典型化非典型系统的典型化1. 调理器构造的选择调理器构造的选择根本思绪根本思绪: 将控制对象校正成为典型系统。将控制对象校正成为典型系统。系统校正控制对象 调理器 输入输出典型系统 输入输出n选择规律：n 几种校正成典型I型系统和典型II型系统的控制对象和相应的调理器传送函数列于表 2-8和表2-9中，表中还给出了参数配合

40、关系。有时仅靠 P、I、PI、PD及PID几种调理器都不能满足要求，就不得不作一些近似处置，或者采用更复杂的控制规律。1)控制对象是双惯性型的) 1)(1()(212sTsTKsWobj) 1)(1() 1()()()(21112sTsTssKKsWsWsWpipiobjssKsWpipi11) 1()(校正后系统的开环传送函数为，则有，并令取KKKTpi211) 1()(2sTsKsW为典型I型系统。2)控制对象是积分双惯性型) 1)(1()(212sTsTsKsWobjssssWpid) 1)(1()(21) 1() 1()()()(2222sTssKsWsWsWpidobj传递函数为，则

41、校正后系统的开环取11T表2-8 校正成典型I型系统的几种调理器选择控制对象调节器参数配合) 1)(1)(1(3212sTsTsTK) 1)(1(212sTsTKT1、T2 T312TsK) 1(2TssK) 1)(1)(1(3212sTsTsTK321,TTT ssK11pi) 1(sKipKss) 1)(1(21ssK11pi) 1(11T2211,TT3211,TTTTT1 T2表2-9 校正成典型II型系统的几种调理器选择控制对象调节器参数配合) 1(2TssK21212) 1)(1(TTsTsTK相近21212,) 1)(1(TTsTsTsK都很小21212,) 1)(1(TTsTs

42、TsK3213212) 1)(1)(1(TTTsTsTsTK、以为： ssK11pi) 1(ssK11pi1ss) 1)(1(21hT1以为： 21hTsTTs11111）（或）（或122211 ThThThT)(211TTh)(321TThsTsT11111ssK11pi1ssK11pi12. 传送函数近似处置1高频段小惯性环节的近似处置 实践系统中往往有假设干个小时间常数的惯性环节，这些小时间常数所对应的频率都处于频率特性的高频段，构成一组小惯性群。例如，系统的开环传送函数为 ) 1)(1)(1() 1()(321sTsTsTssKsW小惯性环节可以合并 当系统有一组小惯性群时，在一定的条

43、件下，可以将它们近似地看成是一个小惯性环节，其时间常数等于小惯性群中各时间常数之和。 1)(1) 1)(1(13232sTTsTsT例如：(2-47) 近似条件32c31TT(2-46) 2高阶系统的降阶近似处置 上述小惯性群的近似处置实践上是高阶系统降阶处置的一种特例，它把多阶小惯性环节降为一阶小惯性环节。下面讨论更普通的情况，即如何能忽略特征方程的高次项。以三阶系统为例，设 其中 a，b，c都是正系数，且bc a，即系统是稳定的。1)(23csbsasKsW(2-50) n降阶处置：n 假设能忽略高次项，可得近似的一阶系统的传送函数为n近似条件 1)(csKsW(2-51) ),1min(

44、31cacb(2-52) 3低频段大惯性环节的近似处置 表2-9中曾经指出，当系统中存在一个时间常数特别大的惯性环节时，可以近似地将它看成是积分环节，即 11TsTs1n近似条件 T3c(2-53) ) 1() 1()(221bsTsTsKsW) 1)(1() 1()(21asTsTssKsW例如：cn对频率特性的影响：对频率特性的影响：n 只是在低频段有些差别，对系统的动只是在低频段有些差别，对系统的动态性能影响不大。态性能影响不大。图2-21 低频段大惯性环节近似处置对频率特性的影响 前往目录前往目录低频时把特性a近似地看成特性b 2.4 按工程设计方法设计双闭环系统的按工程设计方法设计双

45、闭环系统的 调理器调理器 本节将运用前述的工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调理器。主要内容为系统设计对象系统设计原那么系统设计步骤-IdLUd0Un+-+-UiACR1/RTl s+1RTmsU*iUcKs Tss+1Id1Ce+E T0is+11 T0is+1ASR1 T0ns+1 T0ns+1U*nn电流内环图2-22 双闭环调速系统的动态构造图 转速、电流双闭环调速系统。1. 系统设计对象 双闭环调速系统的实践动态构造图绘于图2-22，它与前述的图2-6不同之处在于添加了滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。其中T0i 电流反响滤波时间常数T0n 转速

46、反响滤波时间常数 2. 系统设计原那么n系统设计的普通原那么：n “先内环后外环 n 从内环开场，逐渐向外扩展。在这里，首先设计电流调理器，然后把整个电流环看作是转速调理系统中的一个环节，再设计转速调理器。设计分为以下几个步骤：1.电流环构造图的简化2.电流调理器构造的选择3.电流调理器的参数计算4.电流调理器的实现2.4.1 电流调理器的设计电流调理器的设计1. 电流环构造图的简化简化内容：忽略反电动势的动态影响 等效成单位负反响系统 小惯性环节近似处置 n忽略反电动势的动态影响n 在按动态性能设计电流环时，可以暂不思索反电动势变化的动态影响，即E0。这时，电流环如以下图所示。 Ud0(s)

47、+-Ui (s)ACR1/RTl s+1U*i(s)Uc (s)Ks Tss+1Id (s) T0is+11 T0is+1图2-23 电流环的动态构造图及其化简 n等效成单位负反响系统n 假设把给定滤波和反响滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s) / ，那么电流环便等效成单位负反响系统图2-23b。 +-ACRUc (s)Ks /R (Tss+1)(Tl s+1)Id (s)U*i(s) T0is+1图2-23bn小惯性环节近似处置n 最后，由于Ts 和 T0i 普通都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为n Ti = Ts + Toi

48、(2-55) 简化的近似条件为 oisci131TT(2-56) 电流环构造图最终简化成图2-23c。 +-ACRUc (s)Ks /R (Tls+1)(Tis+1)Id (s)U*i(s)+-ACRUc (s)Ks /R (Tls+1)(Tis+1)Id (s)U*i(s)图2-23c2.电流调理器构造的选择n典型系统的选择：n从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图2-23c可以看出，采用 I 型系统就够了。n从动态要求上看，实践系统不允许电枢电流在突加控制造用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超越允许值，而对电网电压动摇的及时抗扰作用只是次要的要素，为此，电流环应

49、以跟随性能为主，应选用典型I型系统。 n电流调理器选择n 图2-23c阐明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI型的电流调理器，其传送函数可以写成 ssKsWiiiACR) 1()(2-57 式中 Ki 电流调理器的比例系数； i 电流调理器的超前时间常数。 为了让调理器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择 那么电流环的动态构造图便成为图2-24a所示的典型方式，其中 lTi2-58RKKKisiI2-59K I s(Tis+1)Id (s)+-U*i(s)校正后电流环的构造和特性 图2-24 校正成典型I型系统的电流环 a) 动态构造图: b) 开环对数

50、幅频特性: 10L/dBci-20dB/dec /s-1-40dB/decTi3. 电流调理器的参数计算 式2-57给出，电流调理器的参数有：Ki 和 i， 其中 i 已选定，见式2-58，剩下的只需比例系数 Ki， 可根据所需求的动态性能目的选取。n参数选择 n 在普通情况下，希望电流超调量i 5%，由表2-2，可选 =0.707，KI Ti =0.5，那么iciI21TK)(22isisiTTKRTKRTKll(2-60) (2-61) 再利用式2-59和式2-58得到 n留意： n 假照实践系统要求的跟随性能目的不同，式2-60和式2-61当然应作相应的改动。n 此外，假设对电流环的抗扰

51、性能也有详细的要求，还得再校验一下抗扰性能目的能否满足。4. 电流调理器的实现n模拟式电流调理器电路图中 U*i 为电流给定电压； Id 为电流负反响电压； Uc 电力电子变换器的控制电压。图2-25 含给定滤波与反响滤波的PI型电流调理器 n电流调理器电路参数的计算公式0iiRRK iiiCRoi0oi41CRT (2-62) (2-63) (2-64) 设计分为以下几个步骤：1.电流环的等效闭环传送函数2.转速调理器构造的选择3.转速调理器参数的计算4.转速调理器的实现2.4.2 转速调理器的设计转速调理器的设计1. 电流环的等效闭环传送函数n电流环闭环传送函数n 电流环经简化后可视作转速

52、环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传送函数。由图2-24a可知 111) 1(1) 1(/ )()()(I2IiiIiI*idclisKsKTsTsKsTsKsUsIsW(2-65) n传送函数化简n忽略高次项，上式可降阶近似为 111)(IclisKsW(2-66) iIcn31TK近似条件可由式2-52求出 (2-67) 式中 cn 转速环开环频率特性的截止频率。 n电流环等效传送函数n 接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为 111)()()(Icli*idsKsWsUsI(2-68) 这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可

53、以近似地等效成只需较小时间常数的一阶惯性环节。 n物理意义：n 这就阐明，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用，这是部分闭环内环控制的一个重要功能。 2. 转速调理器构造的选择n转速环的动态构造n 用电流环的等效环节替代图2-22 中的电流环后，整个转速控制系统的动态构造图便如图2-26a所示。n (s)+-Un (s)ASRCeTmsRU*n(s)Id (s) T0ns+11 T0ns+1U*n(s)111sKI+-IdL (s)图2-26 转速环的动态构造图及其简化 电流环n系统等效和小惯性的近似处置n 和电流环中一样，把转速给定滤波和反响滤波环节移到环内，同时将给定信号改成

54、 U*n(s)/，再把时间常数为 1 / KI 和 T0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中onIn1TKT2-69 n转速环构造简化 n (s)+-ASRCeTmsRU*n(s)Id (s) / Tns+1U*n(s)+-IdL (s)b)等效成单位负反响系统和小惯性的近似处置 n转速调理器选择n 为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必需有一个积分环节，它应该包含在转速调理器 ASR 中见图 2-26b，如今在扰动作用点后面曾经有了一个积分环节，因此转速环开环传送函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。

55、 由此可见，ASR也应该采用PI调理器，其传送函数为ssKsWnnnASR) 1()(2-70 式中 Kn 转速调理器的比例系数； n 转速调理器的超前时间常数。 n调速系统的开环传送函数n这样，调速系统的开环传送函数为) 1() 1() 1() 1()(n2mennnnmennnnsTsTCsRKsTsTCRssKsW令转速环开环增益为mennNTCRKK) 1() 1()(n2nNnsTssKsW2-72 那么 2-71 n校正后的系统构造 n (s)+-U*n(s) 1() 1(2sTssKnnNc) 校正后成为典型 II 型系统 3. 转速调理器的参数计算 转速调理器的参数包括 Kn

56、和 n。按照典型型系统的参数关系，由式(2-38) nn hT2-74 2n2N21ThhKnmen2) 1(RThTChK再由式2-39 2-75 2-76 因此 n参数选择n 至于中频宽 h 应选择多少，要看动态性能的要求决议。n 无特殊要求时，普通可选择 5h4. 转速调理器的实现n模拟式转速调理器电路图2-27 含给定滤波与反响滤波的PI型转速调理器 图中 U*n 为转速给定电压， - n 为转速负反响电压， U*i 调理器的输出是电流调理器的给定电压。 n转速调理器参数计算0nnRRK (2-77) nnnCRon0on41CRT(2-78) (2-79) n转速环与电流环的关系：n

57、 n 外环的呼应比内环慢，这是按上述工程设计方法设计多环控制系统的特点。这样做，虽然不利于快速性，但每个控制环本身都是稳定的，对系统的组成和调试任务非常有利。 前往目录前往目录*2.6 弱磁控制的直流调速系统弱磁控制的直流调速系统本节提要调压与弱磁的配合控制非独立控制励磁的调速系统弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁控制系统转速调理器的设计 *2.6.1 调压与弱磁的配合控制调压与弱磁的配合控制n概概 述述n 在他励直流电动机的调速方法中，在他励直流电动机的调速方法中，前面讨论的调电压方法是从基速即额前面讨论的调电压方法是从基速即额定转速定转速 nN 向下调速。向下调速。n 假设需求从基速向上调速

58、，那么要假设需求从基速向上调速，那么要采用弱磁调速的方法，经过降低励磁电采用弱磁调速的方法，经过降低励磁电流，以减弱磁通来提高转速。流，以减弱磁通来提高转速。 两种调速方式1. 恒转矩调速方式恒转矩调速方式 按照电力拖动原理，在不同转速下长按照电力拖动原理，在不同转速下长期运转时，为了充分利用电机，都应使期运转时，为了充分利用电机，都应使电枢电流到达其额定值电枢电流到达其额定值 IN。于是，由于。于是，由于电磁转矩电磁转矩 Te = Km Id，在调压调速范，在调压调速范围内，由于励磁磁通不变，允许的转矩围内，由于励磁磁通不变，允许的转矩也不变，称作也不变，称作“恒转矩调速方式。恒转矩调速方式

59、。2. 恒功率调速方式恒功率调速方式 而在弱磁调速范围内，转速越高，磁而在弱磁调速范围内，转速越高，磁通越弱，允许的转矩不得不减少，转通越弱，允许的转矩不得不减少，转矩与转速的乘积那么不变，即允许功矩与转速的乘积那么不变，即允许功率不变，是为率不变，是为“恒功率调速方式。恒功率调速方式。 由此可见，所谓“恒转矩和“恒功率调速方式，是指在不同运转条件下，当电枢电流到达其额定值 IN 时，所允许的转矩或功率不变，是电机能长期接受的限制。实践的转矩和功率终究有多少，还要由其详细的负载来决议。 恒转矩类型的负载适宜于采用恒转矩调速方式，而恒功率类型的负载更适宜于恒功率的调速方式。但是，直流电机允许的弱

60、磁调速范围有限，普通电机不超越 1:2 ，公用的“调速电机也不过是 1:3 或 1:4 。n调压和弱磁配合控制n 当负载要求的调速范围更大时，就不得不采用调压和弱磁配合控制的方法，即在基速以下坚持磁通为额定值不变，只调理电枢电压，而在基速以上那么把电压坚持为额定值，减弱磁通升速，这样的配合控制特性示于以下图。 电枢电压与励磁配合控制特性TeNnNnmax变电压调速弱磁调速UNUPPTeUnO图2-35 变压与弱磁配合控制特性 从图中可知：调压与弱磁配合控制只能在基速以上满足恒功率调速的要求，在基速以下，输出功率不得不有所降低。*2.6.2 非独立控制励磁的调速系统非独立控制励磁的调速系统1.