电子设计大赛28.电源开关电源

1、6.5 开关电源电子设备普遍需要直流电源，除一些小型、便携式设备外，其需要的电能多取自工频交流电源。在开关电源出现之前的电源设备为线形电源，其基本结构如图 6-22 所示。交流电进入电源设备后，先经过工频电源变压器降压，然后整流滤波，得到比较平稳的直流电压，但这个电压会随交流电源的波动和负载的变化而变化。为了稳定输出直流电压，还要有稳压电路。线性电源的稳压电路是串联在输出电路中的一个大功率晶体管，叫做调整管。在控制电路的调节下，根据输出电压的变化情况晶体管的电压随时变化。由于调整管与负载是串联的，改变调整管的电压可以使负载电压稳定在某要求的数值上。线性电源有两个严重的缺点，其一是要有电源变压器

2、，使整个电源电路体积、重量都难以减小，不可能作到小型化。另一个缺点是调整管串联在电路中，其电流等于或大于负载电流，其两端的电压为整流输出和负载电压之差，因此会消耗大量的功率。市电负载控制电路 图 6-22线性电源的结构开关电源为以电力电子开关器件为的稳压电源，从根本上克服了线性电源的上述两个缺点，可以使电源设备作到小型化、低功耗，并且与线性电源相比，允许交流电源的电压波动范围更宽。更适合电子设备对电源的要求，特别适合于在现代电子设备中使用。6.5.1 开关电源的结构大部分常用的开关电源是为电子设备提供直流电源供电，电子设备所需要的直流电压一般都在几伏到十几伏的范围，而交流市电电源供给的电压为

3、220V（110V），频率为 50Hz（60Hz）。开关电源的作用就是把一个高电压等级的工频交流电变换成一个低电压等级的直流电。开关电源的基本结构如图 6-23 所示。ctory Pro 试用版本创建 PDF 文件使用 pd高低市电电源工频、高电压负载直流、低电压图 6-23 开关电源的结构工频交流电进入开关电源后被直接整流，因此省去了体积大、重量大的工频整流变压器。整流器输出为电压很高的直流电，如果整流后的电压经电容滤波，电压的平均值为300V310V。高电压等级的直流电送往逆变器的输入端，经逆变器变换，变为高电压、高频交流电，目前开关电源逆变器的变换工作频率在几十到几百 KHz 范围。逆变

4、器输出的交流电能接高频降压变压器的原边，由于经逆变器产生的高频交流电的频率比工频高得多，所以高频变压器的体积要比同容量的工频变压器小得多，从根本上减小了整个电源的体积和重量。逆变器产生的高频交流电经高频变压器降压后，在经过整流、稳压等环节，变换出符合负载要求的低压直流电能，供给负载。从开关电源的结构中可以看出，电路中没有调整管，不会消耗额外的能量，所有电子器件都工作在开关状态，如果忽略开关器件的导通压降和电路的杂散电阻，电路的效率应为 1。6.5.2 开关电源的整流电路在开关电源中有两个整流电路，其一是直接与市电电源连接的工频整流电路，另一个是对变压器次级高频电压进行整流的电路。两者的电压大小

5、、工作频率有很大的差别，所以对整流器件的要求也有很大的不同。1.工频整流和滤波电路工频整流电路一般为不可控整流电路，根据电源容量的大小，可以是单相整流，一般选用单相桥式结构，大容量的开关电源可用三相交流电源，整流电路可用三相半波和三相桥式不可控整流电路。整流电路中二极管额定电压和通态平均电流的选取与一般整流电路相同。小功率单相整流电路可用全桥或半桥整流模块。整流器件在满足额定电压和通态平均电流的前提下没有其它特殊的要求。二极管整流后的滤波电路为电容滤波，使用大容量的电解电容一般几百、几千 F 甚ctory Pro 试用版本创建 PDF 文件使用 pd频、电压整流电路2整流电路1逆变电路高频、高

6、电压直流、高电压至更大。因为大容量的电解电容都存在者较大的等效电感，对于高频电流成分的通过有较大的阻碍作用，所以经常有一个容量较小的其它结构的电容与电解电容并联，为电流中的高频成分提供通路，改善滤波效果。现在的一些新型开关电源的工频整流电路采用高频整流这种全新的形式，有的读者可阅读有关资料。2. 半波、全波和桥式整流输出端的整流电路是把来自高频变压器次级的电压转换为直流，所用的整流器件必须对频率的要求。整流电路的接线形式与变换器的形式有关。一些小功率的开关电源，采用单端电路，即单激式和单端反激式（回扫式），此时整流电路只能用半波整流结构，因为变换器只有半个周期输出能量。+V直流输出直流输出+V

7、（b）单端反激（a）单激图 6-24 单端变换器的半波整流电路如果开关电源中的逆变电路为桥式、半桥式或推挽式，逆变器生成的交流电压在两个半周中都向外输出能量，所以整流电路应采用全波整流或桥式整流。全波整流需要变压器的次级绕组中设中心抽头，并且要求两半的绕组尽量对称，对于工频变压器制作起来比较麻烦，所以工频整流电路中一般不采用全波整流形式。但是工作频率达到 20KHz 以上的高频变压器一般绕组匝数比较少，结构比较简单，增加中心抽头比较容易，而且全波整流与桥式整流效果相同却减少了两个二极管，所以这种形式较常用。全波整流电路原理图如图 6-25。图 6-25 全波整流电路ctory Pro 试用版本

8、创建 PDF 文件使用 pd逆变电路3.倍流整流在开关电源的高频整流电路中，还有一种倍流整流电路被采用，电路原理图如图 6-26（a）所示。+VD0VD21t + u2iL1UOt-0iL2iiL2L1L1L2-0t(a)电路原理图(b)波形图图 6-26 倍流整流电路设变压器次级电压 u2 为，在电路稳定工作状态电感 L1 和 L2 中电流保持连续。其工作原理分析如下。在图中的 t0t1 段，变压器次级电压 u2 为正，二极管 VD1 导通，电路中有两个导电回路，其一是 VD1负载L2变压器次级VD1。另一条是 VD1负载L1VD1。由于 L2 回路中有电源，L2 从电源 u2 获得能量，所

9、以 iL2 线性上升。L1 的回路中没有电源，L1能量，使得 iL1 下降。如果此时变压器次级电压的幅度为 U2，则电感 L2中的电压为 uL2=U2-UO，电感 L1 中的电压为 uL1=UO。此阶段的持续时间为 ton。当变压器次级电压 u2 为 0 时，由于电感的储能作用，iL1、 iL2 都不为 0，分别通过 VD1、VD2 与负载形成回路，由于电感能量，iL1、 iL2 线性下降。此过程对应图中的 t1t2 段，持续时间为 toff。此阶段 uL2=uL2=UO。在图中的 t2t3 段，变压器次级电压为负，电路中有形成两个回路，第一个回路的路径为 VD2负载L1变压器次级VD2，L2

10、 从电源 u2 中获取能量，使得 iL1 上升。另一个回路为 VD2负载L2VD2，这个回路为 L2能量的通路，iL2 下降。此过程对应图中的t2t3 段。此过程中变压器次级电压为-U2，电感 L1 中的电压为 uL1=U2-UO，电感 L2 中的电压为 uL2=UO。从 t3 到 t4 这段时间，变压器次级电压有变成 0，L1、L2 中的能量分别通过 VD1 和VD2 向负载，iL1、 iL2 线性下降。此过程与 t1t2 段完全相同，uL2=uL2=UO。根据电感两端无直流电压降的原则，下式应该成立(U 2 UO )ton UO toff（6.7）ctory Pro 试用版本创建 PDF

11、文件使用 pdTSTSt2t3t0t1t4tontoff令工作周期 TS 为T（6.8）占空比为D tonTS（6.9）负载电压 UO 与变压器次级电压的幅度 U2 之间的关系为UO DU 2（6.10）倍流整流电路的两个电感中始终有电流同时供给负载，所以比同容量的桥式整流电路有更强的电流输出能力。就电感来看，当其与电源、负载串联形成回路时，电感从电源获得能量的补充，此时电源在补充电感能量的同时还向负载供应能量。当电感仅与负载形成回路时，电感向负载能量。倍流整流电路的主回路也为桥式结构，但是任何导通回路都只有一个二极管串联其中，而不象一般桥式电路那样有两个二极管串联在回路中，因此由于二极管导通

12、压降造成的电压损失更小。在输出电压低、电流大的工作状态，可以大大地减少功率损耗提高效率。4.同步整流同步整流的目的是尽可能地减少整流器件的通态压降造成的整流电压的损失。前面讲到的倍流整流能够减少整流元件的直流电压降，但整流回路中仍串联一个导通着的二极管。如果输出电压比较高，这个压降比输出电压小得多，是不会造成很大的不良影响的。但在一些输出电压很低、输出电流又很大的场合，即使二极管的导通压降仅有零点几伏也会造成很大的功率损耗。因此寻找一种导通压降小的整流器件对降低电源的供耗是非常有利的。低电压的 MOSFET 的导通压降比二极管要低得多，用来做整流器件可以达到上述目的。图 6-27是用低电压 M

13、OSFET 组成的全波式整流电路，用低电压 MOSFET 也可以组成其它类型的整流电路，如半波、倍流等。VT1VT2图 6-27 用 MOSFET 组成的整流电路ctory Pro 试用版本创建 PDF 文件使用 pdMOSFET 为可控器件，用其进行整流必须配以相应的控制和驱动电路。对于全波整流，简单的方法是直接在变压器的次级增加绕组，如图 6-28（a）所示。在普通全波整流变压器次级绕组的基础上再增加两个绕组，同名端如图，在变压器次级电压为正时，所有绕组的“”端为正，最上部的绕组为 VT1 提供驱动电压使其导通，加在 VT2 栅极和源极之间的绕组为VT2 的栅极加反向电压，VT2 不能导通

14、。同样，当变压器次级电压为负时，各绕组的“”端为负，VT2 的栅极获得正向驱动电压而导通，VT1 栅极的电压为负，不能导通。这种驱动方式 MOSFET 的驱动信号与变压器次级电压保持严格地同步，效果很好，另外这种电路结构简单所以常被设计者采用。VT1R2R1VT1VT2VT2VW1VW2(a)全波整流(b)倍流整流图 6-28 同步整流的驱动图 6-28（b）是倍流整流电路的 MOSFET 驱动电路，两个 MOSFET 的栅极电压分别取自变压器次级绕组的两端，当该变压器次级绕组上端电压为正时，经电阻 R2、稳压管 VW2为 VT2 提供正向栅极电压，使其导通。此时 VT1 的栅极为负电压，不能

15、导通。如果变压器次级电压下端为正，VT1 导通，VT2 截止。5.6.3 开关电源的逆变电路开关电源中的一个重要的能量转换环节是把工频整流后得到的直流电由电子开关变换成负载需要的直流电。实现这种变换可以有不同的电路结构。一些小功率的开关电源是通过单端式DC-DC 变换器来实现的，如第四章介绍的单激、单端反激式直流变换器，属于斩波器的内容。这类电路没有专门的逆变电路，而高频整流电路也属于 DC-DC 变换器的一部分。但多数开关电源的主电路中，工频整流滤波之后有一个逆变电路，将高压直流电能ctory Pro 试用版本创建 PDF 文件使用 pd变换成高频、高压交流电能，然后在对其进行降压和整流最终

16、得到负载所需的直流电压。开关电源中常用的逆变电路的形式为半桥式、全桥式、推挽式，如图 6-29 所示。+VTCVTVT+1112UUUOUOUUO_VT3VT4C2VT2_（a）半桥式（b）全桥式（c）推挽式图 6-29 逆变电路的形式图 6-29（a）为半桥式电路，输入直流电压为 U，电容 C1、C2 容量相等，使得两者的连接处电位为电源电压的一半。并且 C1、C2 容量足够大，在电路工作时两端的电压无明显的变化，一直保持 U/2。开关器件 VT1、VT2（图中为晶体管，也可以采用其它功率开关器件）的通断规律为：每个开关周期为 TS，第一个开关周期仅 VT1 工作，VT2 保持截止状态，第一

17、个周期中 VT1 的导通持续时间为 ton，关断时间为 toff，ton+toff=TS。第二个工作周期中VT1 保持截止状态，VT2 的导通持续时间为 ton，关断时间为 toff。VT1、VT2 交替工作。VT1导通时变压器初级绕组的电压为 U/2，VT2 导通时变压器初级绕组的电压为-U/2，其波形如图 6-30。TSTSuU/2tttoffonofft0ton-U/2VT1导通VT2导通图 6-30 变压器初级电压的波形由图可以看出，变压器初级电压经整流后其平均值为 DU / 2U （6.11）O式中 D=ton/TS占空比。如果变压器的变比 k，则次级电压整流后的直流输出为ctory

18、 Pro 试用版本创建 PDF 文件使用 pdVT1VT2UO kDU / 2（6.12）不难看出，。VT1、VT2 不能同时导通，否则会使直流电源短路。半桥电路结构简单，只有两个开关器件，不但降低了主电路的成本，控制电路也会因之有较大的简化，变压器也只有两个绕组，容易制作，所以在小功率开关电源中被广泛应用。图 6-29（b）为全桥式电路，输入直流电压仍为 U，与一般桥式电路一样，电路工作时，在一个工作周期中 VT1、VT4 同时导通，此时 VT3、VT2 应关断。下一个周期中则是VT1、VT4 同时关断，VT3、VT2 导通。VT1、VT4 同时导通时变压器初级的电压为 U，而 VT2、VT3 同时导通时变压器初级的电压为-U。变压器初级电压的波形与半桥电路相似，区别仅是电压的幅度为 U 而不是 U/2。由此可以推知，逆变电路输出电压经变压器降压和整流后得到的直流电压为UO kDU（6.13）图 6-29（c）为推挽式电路，与半桥电路一样主电路也是只有两个开关器件，但是其变压器的初级有中心抽头，而且要求抽头两侧的绕组要尽量对称。电路工作时也是 VT1、VT2 交替导通。VT1