PWM控制技术课件

1、第7章 PWM控制技术 引言 7.1 PWM控制的基本原理 7.2 PWM逆变电路及其控制方法 7.3 PWM跟踪控制技术 7.4 PWM整流电路及其控制方法 本章小结PWM控制对脉冲的宽度进行调制的技术通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）直流斩波电路斩控式交流调压电路矩阵式变频电路第7章 PWM控制技术 引言第7章 PWM控制技术 引言PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发展使得实现PWM控制变得十分容易。PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装置的性能大大提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的地位。PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的

2、成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。现在使用的各种逆变电路都采用了PWM技术，因此，本章和第4章（逆变电路）相结合，才能使我们对逆变电路有完整地认识。7.1 PWM控制的基本思想1）重要理论基础面积等效原理冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量窄脉冲的面积效果基本相同环节的输出响应波形基本相同图7-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲d)单位脉冲函数f (t)d (t)tOa)矩形脉冲b)三角形脉冲c)正弦半波脉冲tOtOtOf (t)f (t)f (t)7.1 PWM控制的基本思想b)图7-2 冲量相等的各种窄脉冲的响应波形具体的实例说明“面积等效原

3、理”a）u (t)电压窄脉冲，是电路的输入 。 i (t)输出电流，是电路的响应。 7.1 PWM控制的基本思想若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。OutSPWM波Out如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波Out7.1 PWM控制的基本思想OwtUd-Ud对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到PWM波形，因此正弦波一个完整周期的等效PWM波为：OwtUd-Ud根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的PWM波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。7.1 PWM控制的基本思想等幅PWM波输入电源是恒定直流 第5章的直流斩波电路 7.2节的PWM逆变电路 7.4节的

4、PWM整流电路不等幅PWM波输入电源是交流或不是恒定的直流 6.1节的斩控式交流调压电路 6.4节的矩阵式变频电路OwtUd-UdUot7.1 PWM控制的基本思想2）PWM电流波 电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波。PWM波可等效的各种波形直流斩波电路 直流波形SPWM波 正弦波形等效成其他所需波形，如: 所需波形 等效的PWM波7.2 PWM逆变电路及其控制方法目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。本节内容构成了本章的主体。PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路。7.2 PWM

5、逆变电路及其控制方法 7.2.1 计算法和调制法 7.2.2 异步调制和同步调制 7.2.3 规则采样法 7.2.4 PWM逆变电路的谐波分析 7.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数 7.2.6 空间矢量SVPWM控制 7.2.7 PWM逆变电路的多重化 7.2.1 计算法和调制法计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形1）计算法本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。等腰三角波或锯齿波等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系，且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号

6、波相交时，如在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，就可得到宽度正比于信号波幅值的脉冲调制法把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波得调制得到所期望的PWM波形2）调制法7.2.1 计算法和调制法工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。以uo正半周为例，V1通，V2断，V3和V4交替通断。负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于Ud 。2）调制法图74 单相桥式PWM逆变电路结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明7.2.1 计算法和调制法2）调制法图74 单相桥式PWM逆变

7、电路V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0负载电流为负的区间， V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud 。V4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。uo总可得到Ud和零两种电平。uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。7.2.1 计算法和调制法3）单极性PWM控制方式（单相桥逆变）ur正半周，V1保持通，V2保持断。当uruc时使V4通，V3断，uo=Ud 。当uruc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号。如io0，V1和V4通，如io0，VD1和VD4通， uo=Ud 。当ur

8、uc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号。如io0，VD2和VD3通，uo=-Ud 。图7-6 双极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。7.2.1 计算法和调制法双极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud 单极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud 对照上述两图可以看出，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。7.2.1 计算法和调制法4）双极性PWM控制方式（三相桥逆变）图7-7

9、三相桥式PWM型逆变电路 三相的PWM控制公用三角波载波uc三相的调制信号urU、urV和urW依次相差1207.2.1 计算法和调制法ucurUurVurWuuUNuVNuWNuUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud图7-7 三相桥式PWM型逆变电路 图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形 下面以U相为例分析控制规律：当urUuc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN=Ud/2。当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN=-Ud/2。当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导

10、通。uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2两种电平。uUV波形可由uUN-uVN得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。7.2.1 计算法和调制法输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成负载相电压PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平组成。防直通的死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。ucurUurVurWuuUNuVNuWNuUNuUVUd-UdO

11、?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32Ud图7-7 三相桥式PWM型逆变电路 图7-8 三相桥式PWM逆变电路波形 7.2.2 异步调制和同步调制载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比，N= fc / fr载波和信号波是否同步及载波比的变化情况异步调制PWM调制方式分为同步调制调制比M1). 异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称当信号频率较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，PW

12、M波形接近正弦波当信号频率增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，使得输出PWM波和正弦波差异变大7.2.2 异步调制和同步调制7.2.2 异步调制和同步调制2） 同步调制载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时使载波与信号波保持同步，即N等于常数。ucurUurVurWuuUNuVNOttttOOOuWN2Ud-2Ud图7-10 同步调制三相PWM波形基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。fr很高时，

13、fc会过高，使开关器件难以承受。7.2.2 异步调制和同步调制3）分段同步调制异步调制和同步调制的综合应用。把整个fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段的N不同。在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。图7-11 分段同步调制方式举例 1. SPWM波生成的基本方法1) 采用模拟电路生成SPWM波形按照SPWM产

14、生的原理，是用分立的模拟或数字电路来构成正弦信号发生器、三角波发生器生成调制波和载波，再通过比较器自动完成两者交点的确定，即可在比较器的输出端直接输出SPWM矩形波。这种方法的实时性好，但其电路复杂、可靠性低，灵活性差，输出波形优化困难。为增加该方法的灵活性和可靠性，也有利用单片机的计算与存储功能和D/A转换器参与三角波和正弦波的生成或直接生成SPWM波形。7.2.3 规则采样法2) 直接采用集成电路产生SPWM波采用集成电路产生SPWM波的方法简单可靠，方便易行。3) 采用微处理器的SPWM控制近年来，微处理器的发展特别迅速，许多厂商开发了专门用于电机控制的微处理器或数字信号处理器(DSP)

15、。这些微处理器有专用的输出端口，可在软件支持下产生SPWM波形。7.2.3 规则采样法7.2.3 规则采样法2.自然采样法： 按照SPWM控制的基本原理产生的PWM波的方法，其求解复杂，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图7-12 规则采样法 3.规则采样法 工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。7.2.3 规则采样法三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc 。自然采样法中，脉冲中点不和三角波(负峰点)重合。规则采样法使两者重合，使计算大为减化。如图所示确定A、B点，在tA和tB时刻控制开关器件的通断。脉冲宽度d 和用

16、自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。 规则采样法原理ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图7-12 规则采样法 7.2.3 规则采样法规则采样法计算公式推导正弦调制信号波三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度(7-7)a称为调制度，0a1；wr为信号波角频率从图7-12得, (7-6)ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图7-12 规则采样法 7.2.3 规则采样法3）三相桥逆变电路的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉冲两边的间隙宽度分别为dU、d V和d W，同一时刻三相调制波电压

17、之和为零，由式(7-6)得 由式(7-7)得利用以上两式可简化三相SPWM波的计算(7-8)(7-9)7.2.6 空间矢量SVPWM控制空间矢量SVPWM控制技术广泛运用于变频器中，驱动交流电机时，使电机的磁链成为圆形的旋转磁场，从而使电机产生恒定的电磁转矩。 空间矢量SVPWM控制技术 图4-9所示的三相电压型桥式逆变电路，采用180导通方式，共有8种工作状态，即V6、V1、V2通，V1、V2、V3通，V2、V3、V4通，V3、V4、V5通，V4、V5、V6通，V5、V6、V1通，以及V1、V3、V5通和V2、V4、V6通，用“1”表示每相上桥臂开关导通，用“0”表示下桥臂开关导通，则上述8

18、种工作状态可依次表示为100、110、010、011、001、101以及111和000。 前6种状态有输出电压，属有效工作状态，而后两种全部是上管通或下管通，没有输出电压，称之为零工作状态，故对于这种基本的逆变器，称之为6拍逆变器。 图4-9 三相电压型桥式逆变电路 7.2.6 空间矢量SVPWM控制图7-20 电压空间矢量六边形 图7-21 空间电压矢量的线形组合 对于6拍逆变器，在每个工作周期中，6种有效工作状态各出现一次，每一种状态持续60，在一个周期中6个电压矢量共转过360，形成一个封闭的正六边形，对于111和000这两个“零工作状态”，在这里表现为位于原点的零矢量，坐落在正六边形的

19、中心点。 采用PWM控制，就可以使交流电机的磁通尽量接近圆形，工作频率越高，磁通就越接近圆形，需要的电压矢量不是6个基本电压矢量时，可以用两个基本矢量和零矢量的组合来实现。如图7-21中，所要的矢量为us，用基本矢量u1和u2的线形组合来实现，u1和u2的作用时间一般小于开关周期To的60，不足的时间可用“零矢量”补齐。 7.2.7 PWM逆变电路的多重化图7-22 二重PWM型逆变电路 目的是为了提高等效开关频率，减少开关损耗，减少和载波有关的谐波分量。PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式。电抗器联接的二重PWM逆变电路 电路的输出从电抗器中心抽头处引出。 两个单元逆变电路的

20、载波信号相互错开180，输出端相对于直流电源中点N的电压uUN=(uU1N+uU2N)/2，已变为单极性PWM波了，输出线电压共有0、(1/2)Ud、Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少。 所加电压的频率越高，电抗器所需的电感量就越小。图7-23 二重PWM型逆变电路输出波形 7.2.7 PWM逆变电路的多重化二重化后，输出电压中所含谐波的角频率仍可表示为nc+kr，但其中当n为奇数时的谐波已全部被除去，谐波的最低频率在2c附近，相当于电路的等效载波频率提高了一倍。 图7-22 二重PWM型逆变电路 图7-23 二重PWM型逆变电路输出波形 7.3 PWM跟踪控制技术PWM波形生成的第三种方

21、法跟踪控制方法。把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为 反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路 各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号 变化。常用的有滞环比较方式和三角波比较方式。7.3 PWM跟踪控制技术 7.3.1 滞环比较方式 7.3.2 三角形比较方式 7.3.1 滞环比较方式 1) 跟踪型PWM变流电路中，电流跟踪控制应用最多。tOiii*+D Ii*-D Ii*图7-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流图7-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例基本原理把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入。V1（或VD1）通时，i增大V2（或VD2）通时，

22、i减小通过环宽为2DI的滞环比较器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*。参数的影响环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大。L大时，i的变化率小，跟踪慢；L小时，i的变化率大，开关频率过高。滞环环宽电抗器L的作用7.3.1 滞环比较方式2) 采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点。 （1）硬件电路简单。 （2）实时控制，电流响应快。 （3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。 （4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流 中高次谐波含量多。 （5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点。7.3.1 滞环比