电路与电子线路基础(电子线路部分)

1、电路与电子线路（下）Electric and Electronic Circuits第8章 多级放大器和集成运算放大器 王志功zgwang 东南大学射频与光电集成电路研究所/director/working-1.htm单级与多级放大器BJT和FET两类晶体管的基本组态电路和单元电路。它们可能是单管的，也可能是双管抑或是多管联合的即管联的。但不管是单管还是多管，它们可能同时具有如下4个特点：1）结构简单，2）功能简单，3）分析简单，4）能广泛参与复杂电路的构造。基本组态电路和单元电路是电子线路的基本构件。因此，单元电路构成“自底向上（bottom-up）”设计电子线路的基础。电子线路与本教科书上

2、册即电路部分讲述的电路的最大区分在于：那里的电路中除了直流或/和交流等独立电源外，只包含R、C和L等无源器件，而这里的电路中，还包含了电子管、BJT或/和FET等电子器件。这些电子器件在合适的电路结构和直流电源作用下，可以对电子或/和空穴等载流子进行有效控制，因而，它们都可以等效为一种类型的受控电源，简称受控源。一个电路在接入受控源后，负载RL获得的电压vo与RL和信号源内阻Ri均无关，输出电压不受最大信号传输条件的限制，因而可以实现电压和功率放大。由于电子管、BJT和各种FET都可以等效为受控源，因此，在特定的电路结构和直流电源作用下，它们都可以产生放大作用。由一只晶体管构成的一个放大单元被

3、称之为单级（single stage）放大器。由Darlington管组成的放大器、平衡式差分放大器、共发-共基管联放大器、MOS共源-共栅管联放大器和由源极耦合NMOS对管组成的差分放大器等由两只晶体管直接连接构成的电路也可以被视作单级放大器。因为在这些电路中两只管子不能独立构成一个放大单元。单级放大器在一定的场合可以满足电流、电压和功率的放大要求，但在多数场合，单级放大器的性能是不能满足一系列电路要求的。这些要求包括放大量、输入输出阻抗、输入输出电平、频率响应、噪声、温度特性等。应当指出：1）实际应用的放大器大多为多级放大器，2）众多实现其他功能的多级电路中也常常包含放大器，3）多级放大器

4、的结构与设计要点也基本适用于其他功能的多级电路。1) 多级放大器的基本构造 输入级用来实现与信号源电平、阻抗或功率的匹配， 增益级实现放大功能， 输出级则用来实现与负载的阻抗或功率匹配。多级放大器基本构造与设计要点2) 多级放大器中增益级的设计增益级的任务是对输入信号提供增益即放大。因此，应当选用具有最大增益的放大单元来构造增益级。这样，BJT的共发组态和FET的共源组态就分别成为两类增益级的首选。然而，当两级或多级增益级连接起来，接力实现远大于一级可实现的放大倍数时，它们之间的连接或耦合的方式构成设计的一个基本内容。其设计目标是，在不影响或至少不破坏前后两极间的直流工作条件即直流工作点的前提

5、下实现待放大信号的有效传递。 RC耦合选择隔直流电容的规则是RC滤波器的低频截止频率低于工作频段的下限。RC耦合放大器的缺点是，工作频率偏低时需要的电容器的电容值大，器件体积大，无法集成实现。 变压器耦合 选择变压器的规则是其低频截止频率低于工作频段的下限。变压器耦合的一个优点是可以通过设计初次级线圈的匝数比实现阻抗变换，使各级电路工作在阻抗或功率匹配状态。变压器耦合放大器的缺点同样是，工作频率偏低时需要的变压器初级线圈的电感L值大，匝数多，器件体积大，无法集成实现。与电容对比，变压器的缺点还包括通常需要手工绕制，成本高。电压放大倍数为 射极/源极跟随器耦合电压放大倍数为大信号工作时，为了保证

6、输出交流电压的负半周有更大的非饱和限幅幅度，NMOS2的漏极应具有高于其栅极电压一个NMOS阈值电压以上的电压值，这种情况下，有两种实现方法：1）采用一级以上的源极跟随器，左图为采用两级源极跟随器耦合的MOSFET放大器。2）在NMOS1的源极串接一只以上的二极管，右图为采用串联一只二极管的源极跟随器耦合MOSFET放大器。前一种方法以增加功率消耗为代价，后一种方法以降低高频性能为代价。3) 多级放大器输入级设计输入级的任务主要是实现信号源与第一增益级的匹配，包括阻抗匹配和电平匹配(1) 最大功率匹配 适用于需要从信号源获取最大功率的情况，例如通过传输线连接信号源的场合。此时，输入级的输入阻抗

7、应该等于传输线的特征阻抗，这样，输入端就不存在波的反射，从而从信源得到最大功率。由于通常传输线的特征阻抗为50Ohm，鉴于BJT的共基组态和FET的共栅组态的输入阻抗容易调整到这一数值，因此，它们通常用作需要功率匹配的多级放大器的输入级。 (2) 高阻匹配 高阻匹配适用于信号源为电压源，需求电压放大倍数最高的场合。此时，输入级的输入阻抗越高越好。因为输入阻抗越高，电压源在输入端的分压系数就越接近1。因此，在三种组态的BJT电路中，共集组态，即射极跟随器更适合用作输入级。进一步采用两到三级的射极跟随器级联，或采用Darlington双管或三管构成的射极跟随器所获得的输入阻抗则远高于单级射极跟随器

8、。另一方面，由FET构成的源极跟随器的输入阻抗要远高于射极跟随器。特别是MOSFET源极跟随器，低频时的输入阻抗几乎等于无穷大，因此特别适合用于多级放大器的输入级。 (3) 低阻匹配 低阻匹配适用于信号源为电流源，需求电流放大或跨阻放大的场合。此时，输入级的输入阻抗越低越好。因为输入阻抗越低，电流源在输入端的分流系数就越接近1。因此，在三种组态的BJT电路中，共基组态更适合用作输入级。而三种组态的FET电路中，共栅组态更适合用作输入级。若左图给出的电路直接与信号源连接，就要求信号源的端子上承受一个VDD的直流电平，这样，一个理想的、或内阻很小的电压源就不宜直接接入，我们需要一个能将电压源转换为

9、电流源的输入级。可以发现，一个集电极开路的BJT共发电路或漏极开路的共源电路用作输入级电路就可以解决这一问题。右图给出采用集电极开路的BJT共发电路作为变压器耦合放大器输入级的电路图。射级/源极跟随器常常用来作为各种功能电路的输入级，发挥 阻抗变换和电平匹配的双重功能。4) 多级放大器输出设计在考虑输出级的设计时，首先需要明确，与输出级关联的是负载，输出级与负载的关系实质上是被放大的电流、电压或功率形成的信号源与它们要作用的对象的关系。这种关系是一种驱动的关系，因此放大器的输出级又常称为驱动器。 (1) 电流驱动 即输出电流不受负载电压大小影响的驱动，适用于发光二极管、激光二极管等电流工作型负

10、载器件的驱动和生物组织（阻抗有很大离散型）的功能电刺激。很容易想出，采用共发和共基两种BJT组态之一、或共源和共栅两种FET组态之一的放大器作为电流驱动输出级都是非常适合的，因为它们都可等效为一个受控的电流源。(2) 电压驱动 即输出电压不受流过负载电流大小影响的驱动，适用于对多种负载器件的驱动。这要求从负载向驱动电路看进去的内阻很小。根据前面章节对BJT和FET三种组态的分析可知，射极跟随器和源极跟随器都是非常适合作电压驱动用输出级的。下图给出采用共射组态增益级和射极跟随器输出级构成的电压驱动器电路。 (3) 功率驱动 这里的功率驱动与输入端的最大功率匹配不同。最大功率匹配情况下，负载电阻等

11、于信号源内阻，负载得到最大功率时，内阻上消耗掉同样大的功率。如果这些功率都是通过直流电源转化得到的，那么电源的效率就只有50%。而功率驱动的效率目标应该是100%。为实现这一目标，需要精心设计输出级施加到负载上的电压和电流。一种含变压器的NMOS管功率驱动输出级典型电路如下图所示给定一种标准电源电压VDD、负载阻抗RL和负载应该得到的功率WL，并假定vi为幅度足够高的方波电压，该方波可以驱动NMOS工作在开关状态，从而保证效率接近100%，在这种情况下，可以求得，变压器匝数比N为多级放大器的增益多级放大器的总增益G等于各级增益的乘积 Gi和Go分别为输入和输出级的增益，G1、G2、为个核心增益

12、级的增益。当各个增益都用分贝来表示时，总增益G分贝值就等于各级增益分贝值之和，即有注意，这里各级的增益都应该是在级联情况下得到的。级联后，下一级的输入阻抗就并接在前一级的集电/漏极电阻上，导致增益的下降。多级放大器的频率特性如果可以计算出或测试出各级放大器的幅频特性和相频特性则多级放大器总的幅频特性|G(w)|就等于各级增益dB值的和，即有而总的相位特性就等于各级相位特性之和，即有反馈放大器除了射极/源极跟随器固有的电压串联负反馈特性外，其他共发/共源放大器都没有包含反馈。因此，这些电路的性能极易受到工艺（Process）参数变化、电源电压电压(Voltage )变化和温度（Temperatu

13、re）变化，即PVT变化的影响。因此，有必要采取措施减小这种变化，稳定电路增益，增加电路的鲁棒性。理论和实践都证明，引入反馈是有效的方法。同时，引入反馈可以改变放大电路的输入阻抗、输出阻抗和频率特性。高增益放大器很容易产生自激。如果直接使用这些极高增益的放大器，则其应用范围会受到严重的制约。因此，为了应用高增益放大器，人们必须在保证其线性放大的前提下，将增益降低到可用的范围内，实现这一目标的有效手段就是反馈。总之，在放大电路中引入反馈是十分必要的。反馈放大器基本类型和判断反馈放大器的基本类型 按照反馈变量与输入变量的不同，分为电压反馈和电流反馈； 按照反馈变量与输出变量连接关系的不同，分为并联

14、反馈和串联反馈； 按照反馈变量与输入变量极性的不同，分为正反馈和负反馈； 按照反馈回路跨越的电路级数，分为本级反馈和多级反馈。电压串联电流串联电压并联电流并联反馈类型的判断首先确定电路中的反馈元件。为了找到反馈元件，我们需要找到电路的输入回路和输出回路，然后找到连接在两回路之间或两回路共用的元件，定为反馈元件。其次判断是串联反馈还是并联反馈。这取决于基本放大器输入端和反馈放大器输出端的接法。若将电路输入端接地，反馈信号仍起作用，则为串联反馈；否则为并联反馈。再次判断是电压反馈还是电流反馈。这取决于基本放大器输出端和反馈网络输入端的接法。若将电路的输出端接地，反馈信号仍起作用，则为电流反馈；否则

15、为电压反馈。最后判断反馈极性。得到输入信号经基本放大器和反馈网络后的反馈信号，如果反馈信号使基本放大器的净输入在原输入信号的基础上还有所增加，则为正反馈；否则为负反馈。电压串联电流串联电压并联电流并联负反馈对放大器性能的影响1) 增益放大器的增益为其中 为基本放大器增益， 为反馈系数。由此可见，引入反馈后放大器的增益会减小，但增益的稳定性会调高。如果则2) 输入阻抗负反馈是串联形式电压串联假定 ，因此上式可以简化为2. 电流串联可见引入串联反馈后，放大器的输入电阻会增大。其中 可以表 或 ，假设负载是理想的，即负载远远大于 负反馈是并联形式将式上代入Rif得引入并联负反馈后，放大器输入电阻降低

16、了。电压并联电流并联3) 输出阻抗电压负反馈，输出电阻由于输入端置零，故电压反馈会使输出电阻变小。电流负反馈，输出电阻由于输入端置零，故电流反馈会使输出电阻变大。4) 带宽假设基本放大器的频率响应为则引入反馈后，放大器的频率响应为其中可见负反馈可以增加放大器的带宽，代价是中频增益变低5) 非线性失真 实际应用中的放大器都不是理想的线性放大器，至少在接近最大输出电压时，其传输特性会偏离线性。由于负反馈可以稳定增益，因此它也能够有效地减小非线性失真。反馈放大器的分析反馈放大器的性能取决于两方面因素：1) 基本放大器的增益A；2) 反馈网络的反馈系数F。需要注意的是，由于基本放大器与反馈网络是连接在

17、一起的，因此，基本放大器的增益必然会受到反馈网络的影响，即A不是基本放大器的开环增益。 将此电流串联网络用Z参数表示，则有其中等效简化Z11是 即输出断路后反馈网络在基本放大器输入回路中的等效阻抗；Z22是 即输入断路后反馈网络在基本放大器输出回路中的等效阻抗；Z12也可以利用 即输入断路的条件求得。如果令 ，即令反馈不存在，我们就可以求得基本放大器的增益A。 所谓基本放大器的增益A实际上是考虑Z11和Z22后的基本放大器的增益。按照Z11、Z12和Z22的定义，可以求得 将此电压并联网络用Y参数表示，则有其中等效简化Y11是 即输出断路后反馈网络在基本放大器输入回路中的等效阻抗；Y22是 即

18、输入断路后反馈网络在基本放大器输出回路中的等效阻抗；Y12也可以利用 即输入断路的条件求得。如果令 ，即令反馈不存在，我们就可以求得基本放大器的增益A。 Y11Y22反映了反馈网络对基本放大器的负载作用，被归入基本放大器的电路中，而Y12才是反馈网络反馈作用的体现。综上所述，对于并联反馈，令输入短路，可以获得反馈网络在基本放大器输出回路中的等效导纳；对于串联反馈，令输入断路，可以获得反馈网络在基本放大器输出回路中的等效阻抗；对于电压反馈，令输出短路，可以获得反馈网络在基本放大器输入回路中的等效导纳；对于电流反馈，令输出断路，可以获得反馈网络在基本放大器输入回路中的等效阻抗；反馈系数的求解方法与

19、反馈网络在基本放大器输入回路中的等效电阻的求解方法相同。1) 反馈放大器自激振荡的判断在满足 的条件下，运放的闭环增益与运放本身的增益无关，仅与 有关。我们称满足 条件的负反馈为深度负反馈。如果反馈网络是纯电阻性的，反馈系数 与频率无关，则闭环增益也与频率无关，反馈放大器的频率响应是宽频带的。这时，反馈电压 为负反馈放大器的稳定性该放大器增益在低频情况下，满足 的条件，在高频情况下未必满足。如果仍能满足，则 频率升高时，放大器增益会降低，且有相移。换言之，基本放大器增益应写为 ，只有当频率很低时， 才等于 。这样，反馈放大器的闭环增益就应当写成同低频情况下一样，反馈放大器特性良好。然而，如果随

20、着频率的升高，不仅在幅度上越来越接近1，而且相移也不断增大并最终在某一频率达到180,反馈电压极性改变，负反馈变为正反馈。从表达式可以看到，当 时，若 ，则电路闭环增益为无穷大。换句话说，即使是一个十分微小的信号进入电路输入端，仍会有很大的电压输出。这样，输入信号就能够在这个闭环中“自我保持”，形成连续的正弦输出，从而产生自激振荡现象。如前所述，自激振荡稳定后，必须满足单位环路增益的条件，但在起振阶段，正反馈的环路增益必须大于1，运算放大器的闭环增益 比开环增益 还要大。反馈放大器产生自激振荡的三个条件是：1）环路相移：j=n180，n=0，1，2，2）起振时，环路增益： 3）稳定工作时，环路

21、增益： 2) 利用幅频和相频特性判断电路的稳定性用运算放大器的设计应采取以下两条基本措施： 尽可能不让各级放大器相移总和达到180，办法是提供足够的相位裕度。比如，提供45相位裕度，使放大器相移总和不超过135。所谓相位裕度，就是环路增益为1的频率所对应的相移与180度的差值。 牺牲放大器的高频响应。随着信号频率 增加，相移增加，开环增益不断下降 ，到135时，将开环增益降低到1以下。这两条措施将可保证在任何深度的电阻 性反馈下，均能无条件地稳定放大。从45相位裕度出发，查放大器相移135时的频率 和相应的开环增益A135。要使放大器稳定，必须满足一个稳定的反馈放大器其反馈深度必须是有限制，反

22、馈系数最大只能是1/A135。换言之，如果反馈系数F一定，则对任何一个稳定的反馈放大器来说，135时的开环增益的最大值为因此， 线又被称为反馈增益线。可见，1/F即闭环增益Af不可能设计得比 还低。否则，反馈放大器的相位裕度将变小，稳定性将变差。保持基本放大器的幅频特性不变，增加反馈系数，则 这条线将降低。由于1/F恰好等于深度负反馈放大器的闭环增益此点对应的反馈放大器的环路增益为P点坐标为即P点所对应的环路增益为1，当然，此反馈放大器的相位裕度为 45。电压跟随器中的运放的最佳设计应当是A135=1，相应的频率就是所谓的单位增益带宽，即增益将为1时，放大器的带宽。故此运放的带宽不会超过单位增

23、益带宽。我们也可以将 直线看作是反馈放大器的闭环增益曲线，(相当于纵坐标既可以反映基本放大器的增益，又可以反映反馈放大器的增益)当频率 高到一定程度注：根据稳定性理论可知，应该是 ，但是考虑到相位裕度，人为地将其改为 。故我们可以近似地认为，反馈放大器的频率响应在同开环响应曲线相交前是水平直线，相交后，就等于开环响应，按照开环响应的斜率下降。在影区范围内，任何反馈深度(F1)的纯电阻反馈应用均无条件稳定。该运放的开环增益为106dB( 倍)，闭环增益为40dB(100倍)，故反馈深度2000(60dB)。确保 。闭环增益 成立。放大器有三级，增益分别为，是第一级的3dB截止频率。，是第二级的3

24、dB截止频率。，是第三级的3dB截止频率。在 的约束条件下研究三级相移的分布，看怎样的分布最好或最坏，问题就变为求解三级放大器的总增益，即开环增益为有约束条件的多元函数极值问题，因为代入目标函数，得 ， ，这样，必然造成 ，即第三级无相移。 ， ，则又有两种情况：a) 解得 ，这样 ，第三级也无相移仅仅倒相。b) 解得 ，这时 ，三级相移均相等共同分摊180 相移。利用偏导整理得要使上面两式均成立。有三个解：比较三个解不难看出，前两个解是不现实的。只有第三个解是有现实意义的，三级相移相同意味着这三级的相频特性是一样的。当可写成时y最大，就意味着A180最大，要使放大器稳定，必须满足A180最大

25、就意味着允许的反馈深度最浅，故反馈放大器的设计绝对不会采用相移平分的设计方案，也就是不应当把每级相频特性设计成一模一样。下图是三级放大器开环幅频特性曲线。图中1，2，3分别表示三个不同的3dB截止频率，并不表示第一级、第二级与第三级的3dB截止频率。在这些频率处，响应衰减3dB相应的相移是45。但在对数坐标系统中，又采用了直线近似。这些细节是看不到的。能看到的是一些更富有代表性的，体现出幅频特性变化规律的东西。比如，在1之后，每10倍频程衰减20dB，记为20dB/10倍频或20dB/Dec。因此，经过2后，衰减就变成40dB10倍频。3后变成60dB10倍频。上图含有相位信息。比如，在1处，

26、放大器总相移为45。在2处，相移已增大到90+45=135。在3处，相移为180+45=225。3) 反馈放大器相位补偿技术增加反馈系数F会使反馈放大电路的稳定性受到影响，但要改善放大电路的性能，通常又必须增大F，为了解决这个问题，就必须采用相位补偿。所谓相位补偿，就是在基本放大器或反馈网络中加入电阻、电容等元件，改变环路增益的幅频、相频特性，使得增大反馈系数后，系统仍能得到足够的相位裕度。这个放大器的稳定性是不够的。因为当相位递增达到135时，开环增益尚未下降到0dB。A135还有20dB增益，故至少存在不稳定的可能性。为了改善放大器的稳定性，可以采用相位补偿技术。在众多的相位补偿技术中最有

27、效且应用最广泛的办法是降低1，同时保持其他3dB截止频率不变。有的书上称之降低主极点。将1 降到1，这时2将落在0dB线上，使A135降到0dB，保证了放大器的稳定性。降低主极点的一种方法是：将一只补偿电容CC并接在基本放大器产生主极点频率的结点上，使主极点角频率下降如下图，假设该主极点可以表示为1/(RC) ，则并联相位补偿电容后，主极点下降为 1/R(C+CC)。降低主极点的另一种方法是利用密勒倍增效应。具体方法是在与电路的第一个3dB截止频率(有时称主极点)和第二个3dB截止频率对应的两个结点之间跨接一个补偿电容CC，如果两结点之间的增益为AV，假设主极点可以表示为1/RC ，则补偿电容

28、等效到输入端将变为(1+AV)CC，故主极点近似为 1/R（C+(1+AV)CC），比补偿前向原点移动。此时第二极点将向远离原点的方向稍有移动，但幅度比主极点小得多。必须指出，相位补偿牺牲了放大器的高频特性。一般，通用运放的高频性能都很差。另外，单位增益带宽实际上就是增益带宽乘积GB。要增益大，带宽就得窄。要宽频带，就得降低增益。增益与宽带成反比，但是，增益与带宽的交换必须通过负反馈来实现。利用负反馈，降低了放大器的增益，但可以增大放大器的带宽。在 水平线同20dB/Dec斜线相交前，闭环增益就是 水平线。相交后，闭环增益就是开环增益，即20dB/Dec斜线，如下图所示，不同反馈深度，不同的F

29、值，就可以获得不同的 和不同的带宽BW。通用集成放大器运算放大器历经数十年的发展，从早期的真空管演变为现在的集成电路，根据不同的应用需求主要分化出通用型、低电压/低功耗型、高速型、高精度型四大类运放产品。一般而言，高速运放主要用于通信设备、视频系统以及测试与测量仪表等产品；低电压/低功耗运放主要面向手机、PDA等以电池供电的便携式电子产品；高精度运放主要针对测试测量仪表、汽车电子以及工业控制系统等。通用运算放大器应用最广，几乎任何需要添加简单信号增益或信号调理功能的电子系统都可采用通用运放。通用集成放大器高速、低电压/低功耗、高精度三类运算放大器的市场预计在未来的五年会稳步增长，年复合增长率分

30、别达到13%、8%及11%，通用运算放大器的年复合增长率预计为5%。从应用的角度讲，不同的系统对运放有不同要求，选择合适的运放对于系统设计至关重要。对于通信、高速测量仪表及超声波设备等高速应用，交流特性极为重要。但对于低速的高精度系统，直流方面的特性则通常更为重要。衡量系统在交流特性方面的参数有信号带宽、失真率、噪声等；而衡量系统在直流特性方面的参数有输入补偿电压、开环增益、输入偏置电流及共模抑制比等。通用集成放大器差分放大器具有极其优良的特性：高增益、高线性度、动态范围大、热稳定性好、抑制共模干扰的能力强等等。无论用作直流放大，还是交流放大。无论是平衡输出还是单边输出，均有良好的特性。因而，

31、差分放大器被广泛应用于几乎所有的线性集成电路中。一个通用的放大器应当应该具备如下特点：(1) 具有很高的输入阻抗，使它对驱动源没有负载作用；(2) 具有很低的输出阻抗，使它能够驱动阻抗小，电流大的负载(3) 具有很高的增益，且允许外接反馈，在很大的范围内控制其有效增益；(4) 能通过反馈和补偿来增大带宽。A730框图作为通用放大器还有如下缺点：电压增益或电流增益不够大输入阻抗还不够大输入端、输出端有较大的失调电压。放大器级联时有困难甚至还需要有隔直流电容。输入晶体管T1、T2的偏置需要外电路提供。A730原理图差动放大器射极跟随器射极跟随器A702该电路是1964年问世，是第一款真正 意义上的

32、集成通用运放，其特点：增添了一级差分放大器(T3、T4)，大大提高了增益。输出级采用两级射极跟随器级联，降低了输出阻抗。在两级射极跟随器相连处，串入了一个适当的电阻，使输出电平近似等于地电平。采用双电源+VCC和VCC，确保输入端也近似处于地电平。采用多电流汇分别提供两级差分放大器和输出级的偏置。在输出级中间引出两个端子允许外接补偿元件，以改善频率响应和增益稳定性。A709外接补偿电路过相位补偿，增益带宽乘积有所改善。但是要想在高增益下获得大的带宽是不可能的。比如，要求增益为60dB，带宽500kHz是不可能的.补偿参数不同，放大器的性能相差很大。所以要想使用好，相当困难。A741的内部补偿电

33、路相位补偿的办法是在高增益的第二级跨接一个密勒电容CC，如果第二级的增益为A2，则等效输入电容为(1+A2)CC。在A741中，CC=30pf，A2=450，输入电容达0.0125F，这样大的电容必然旁路掉许多高频信号分量，造成了两个结果：放大器高频响应差，带宽小，但保证了放大器不会自激，LM301A的内部电路第一级是以单电流源为负载的差分放大器。第二级是高增益的单管放大，第三级是互补对称推挽电路，补偿电容CC的位置与A741一样，仍设置在第二级，用作密勒电容。补偿电容CC改为外接的。内部相位补偿(A741)的优点是使用方便，缺点是高频响应差，转换慢。外部相位补偿(LM301A)的优点是补偿电

34、容大小可以调整，高频响应好，转换速度损失少，缺点是多了补偿元件。LM301A的三种补偿方法采用图(a)方式补偿，则单位增益带宽只有800kHz。减小C1，可以改善单位增益带宽，但是高频响应仍较差。采用图(b)所示的双重相位补偿，高频响应有较大的改善。采用图(c)所示的前馈式相位补偿，单位增益带宽将增大到10MHz，高频响应得到较大的改善。LM308A、A725和OP07LM308A是向高精度运放迈出的第一步，主要特点是： 在差分放大器输入级采用超管。在10A工作电电流下， 3000，输入电阻高达40M，输入偏置电流低至1.5nA(10对放大器的直流特性进行优化设计。高精度运放的标准是PMI公司

35、的OP07：输入偏置电流1nA输入失调电压30V输入失调电压温度系数0.3V/输入端等效电压噪声10nV/HzLM318LM318是向宽带运放迈进的第一步。在设计LM318时，人们以提高转换速率为重点，主要措施是：在输入差动级的两个发射极上各串入1k电阻，降低了有效跨导，从而提高了转换速率。采用前馈式相位补偿，以改善高频响应。输入差动级采用NPN管，有良好的高频特性。横向PNP管的的高频特性很差，增益不高，相移却很大。为此，采用前馈相位补偿技术,改善了整个放大器的高频特性。C3为放大器提供了主极点，以保证整个放大器的稳定性。LM318原理图差动放大器差动放大器功率放大器LF356采用场效应晶体

36、管的第一个运放。差动输入级采用了P沟道结型场效应晶体管。第二级是NPN差动放大。大量地利用电流源作为有源负载，将电阻元件减到最少，便于制造，提高了可靠性。（4）仅采用内部相位补偿，密勒电容CC10 pf，单位增益带宽为4MHz，转换速率达12V/S。RC4558RC4558的其特点是：噪声比同档次运放低1.6倍。双运放。无需外部相位补偿，也无需外部失调调整，使用极其方便。从左图的RC4558引出脚图可以看出，每个运放只有三条引脚，正、负输入，一个输出，电源+VCC和-VEE公用。经过试用，单电源也能使用。这就大大方便了音频范围的各种应用。价格低廉。TL070和TL080TL070和TL080，

37、都提供了引出端头，允许用户外接相位补偿电路或者用来调整失调电压。TL070和TL080单位增益带宽可补偿到5MHz，即在40dB增益时，确保有500kHz的带宽。若调整恰当，单位带宽增益可达9MHz。LF411LF411是低失调电压运放。除了发热问题外，LF411最大的改进是，它采用了先进的修正工艺，修正了差动放大级的有源负载，使失调电压降到最小。LF411另一个重大改进是采用了系列封装：有单运放LF411、双运放LF412和四运放LF414。低功耗版本相应有LF441、LF442和LF444等。 CMOS运算放大器CMOS运算放大器一般由电压-电流或电流-电压转换级级联组成。电压-电流级称为

38、跨导级，电流-电压级称做负载级。有时，电流-电流级考虑起来比较简单，但是电流最终将仍被转换成电压。第一级由一个差分放大器组成，将差模输入电压转换为差模电流。第二级由共源MOS放大器构成，将第二级的输入电压转换为电流，这只管子用电流漏作负载，在输出端将电流转换为电压。折叠级联运放这种结构改进了两级运放的输入共模范围和电源电压抑制特性。折叠级联运放的优点之一是它产生一个推挽的输出。IEEE发明的运算放大器标准符号三角形图案，两个输入端在三角形底边，在三角形顶端输出，这种像箭头的图案隐喻着信号的传输方向。“”端接地，“”端加信号，则输出信号形状将与“”端的输入信号一样，只是幅度增大K倍。 “”称之为

39、非倒置输入端(non-inverting input)，或叫同相输入端。“”端接地，“”端加信号，则输出信号不但远大于输入信号，而且正好与输入信号相反。 “”称之为倒置输入端(non-inverting input)，或叫反相输入端。理想运放构成的负反馈同相放大器 如果放大增益K非常大，保证K1，则必有 即反馈放大器的闭环增益仅取决于电阻之比，与运放本身的增益K无关。运放本身增益的任何变化均不会影响闭环增益。故闭环增益的稳定性极高。避免寄生振荡的两个措施相位补偿任何运算放大器均需相位补偿。有的芯片已在内部提供了相位补偿电路，还有许多运放芯片并不提供内部补偿在使用时必须外接相位补偿电容。利用负反

40、馈限制放大器增益根据负反馈理论，一个放大器加上负反馈后，增益稳定性可以提高，频率响应获得改善，但是牺牲了放大器增益。另外，运算放大器本身的增益，即开环增益非常高，足以应对反馈所带来的损失，况且在绝大多数运放的应用场合也用不到这么高的增益，所以几乎所有的应用场合均采用负反馈。理想运放构成的负反馈同相放大器假如，开环情况下运算放大器的幅频特性不好，高频衰减很严重，只要它的增益k足以保持k1，则高频情况下的闭环增益与开环增益相同，因此改善了频率响应。VO与Vin波形一致，极性相同，故该电路是一种同相放大器，或称非反相放大器，且电压增益总是大于1。 输入信号Vin是从运算放大器的“”端加入的，负反馈电

41、压VF是从“”端加入的。前面已经说过，“端是反相输入端，当信号从“”端输入时，输出电压将是输入的反相。所以，负反馈信号只能从“”端加入。这也就说明了，为什么在几乎所有的应用场合，“”端均接有负反馈网络。理想运放构成的负反馈反相放大器 “”端接地，假定运放增益k非常大；输入电阻也非常大，近乎开路；输出电阻很小，几乎无内阻。电路可看成两个理想电压源vin和vO一起作用在R1和R2的分压器上。利用叠加定理很容易求得“”端电压为：理想运放构成的负反馈反相放大器1放大器的闭环增益仅取决于电阻比，与运放本身增益k无关。故闭环增益的稳定性极高，频率特性获得改善。2式 中有一负号，故 是一种反相放大器，增益可

42、以大于1，也可以小于1。3若将式 代入 得理想运放构成的负反馈反相放大器：虚地与虚短 意味着反相器的“”输入端接地。“”输入端真正接地，“”输入端并没有真正接地，但客观上是地电位，故常称为虚拟接地，简称虚地。“”端是地电位，“”端也是地电位“”“”两端同电位相当于短路，但是，它并没有真的短路，只是客观效果是短路的，故常称之为虚拟短路，简称虚短。虚短原因：放大器的增益极大，几乎是无限小的输入电压( ) 就能产生一定的输出VO，故 几乎就等于 ，造成了虚拟短路。 运放工作时的直流偏置 晶体管放大器正常工作时需要正确的偏置（bias），譬如，保证BE结是正向偏置（foreward bias），BC结

43、反向偏置（inverse bias），使工作点符合放大状态要求。同时，还必须合理地设计偏置电路以保证工作点电流是稳定的。运算放大器的正常工作也需要有正确的偏置。但是偏置的目的和要求完全不同于晶体管放大器。运算放大器无需使用者再外接偏置电路来保证各晶体管的稳定工作点。运放所需要的只是： 1为输入电流提供直流通路， 2外接失调调整电路(offset adjuasting circuit)，将失调(offset)降到最低。运放工作时的直流偏置通常，运放的输入端是差分放大器的基极，基流Ib不可避免地存在。对于双极型输入级的运放，最小的Ib也有1nA(10-9A)，一般的为10nA1A。对于场效应管输入

44、级的运放，最小的为1pA(10-12A)，一般的为10pA100pA数量级。运放工作时的直流偏置上图指出大多数运放的Ib方向，个别运放方向相反。既然有输入偏置电流，外电路必须有直流通路，不然，ib在很高内阻的外电路上将产生很大的电压降，影响运放正常工作。 我们假定，“”“”两个输入端的偏置电流不同，分别用Ib+和Ib-两个电流源表示。这样，图中共有四个电源，利用叠加定理可算得 由 有故直流偏置对运放工作的影响对比理想运放的输出输入偏置电流Ib-引起的输入电压VO误差，其值为R2Ib-如果输入vin=0，输出vO0。输出电平的失调值为R2ib- ，由输入偏置电流引起的。为什么ib+不引起失调呢？

45、因为我们把信号源vin假设电压内阻为0。假定有内阻r，则流过时有电压降，叠加到输入端上。 由于 代入得 运放工作时的直流偏置故ib+所引起的失调有可能同ib-所引起的失调相抵消。显然，相消的条件为即如果差分放大器对称性良好， ib+ = ib-，”+”端输入电路中应当有一个电阻，其值等于反馈网络R1与R2的并联。如果信号源内阻很小，可以人为的串联一个R3。运放工作时的直流偏置在串有 的情况下。Vo为这时，失调取决于对称性好坏。 反相器也受到偏置电流的影响。 ib+是不起作用的，利用叠加定理可得因 故运放工作时的直流偏置(a)(b)。与 对比。 代入得 。对比 知最后一项是由R3引入的。如果满足

46、ib+和ib-引起的失调可以抵消。运放工作时的直流偏置ib-引起的失调也是R2ib-，与同相放大器一样，如果“+”端也串入一个电阻R3，有可能消除失调。如右图所示。对比同向放大器的输出失调相消后，输出失调电平正比于两输入端偏置电流之差。定义运放输入失调电流定义平均输入偏置电流解得考虑输入偏置电流和输入失调电流(offset current)对运放工作影响的等效电阻为右上图。ib和ios可以从手册上查到。运放工作时的直流偏置R3等于R1和R2的并联，反向放大器输出用ib和ios代替和后，同相放大器输出可以写成反相放大器输出可以写成必须强调指出，用ib和ios代替原始的偏置电流， 不仅是表达上清晰

47、，手册上查得到，更重要的是概念分清了，有助于电路设计者选用运放芯片和设计外部电路。运放工作时的直流偏置输入偏置电流ib这个参数说明了，即使“”和“”两端的基流相等，输入失调电流ios为0，仍然有可能引起失调。产生的失调的原因是ib流过输入电路的电阻造成的。如果“”和“”两输入端的外接电阻相等，两个ib所产生的电压降相等，失调可以抵消。但如果“”和“”两端的外接电阻不相等，相差R，则在输入端产生的失调电压为: 运放工作时的直流偏置“”和“”两端基流之差，输入失调电流ios这个参数还是比较大的，往往达到输入偏置电流ib的1/81/3。由同、反相放大器输出可知，Ios引起的输出电平失调均为 ，折算到

48、输入端，相应的输入失调电压(offset voltage)为运放工作时的直流偏置假设差分放大器两侧晶体管的集电流相等，由于工艺的原因，很难保证两个管子的相等。对大多数运放芯片举例 为了有数量上的概念，我们以A741为例，注意，A741有很多档次，其中级别最高的芯片，ib=80nA，ios=30nA。如果外电路所用电阻R1=100k，则 ，数值较大与输入失调电压VBE=2mV是同一个数量级。运放工作时的直流偏置另一方面，如果差分放大器两只管子的导通电压VBE(ON)不相等，则两个基极电流也不会相等。为使基流相等，输入电压不得不有差别，这个电压常称为输入失调电压Vos，上图表示输入失调电压在等效电

49、路中的位置。下表是常用运放的输入失调电压Vos的典型值和最大值。A741LM301ALM308ALF356TL071RC4558OP07Vos(典型，mV)220.3330.50.03Vos(最大，mV)67.52101060.075“”“”输入端电阻不等由输入偏置电流ib引起的失调电压分量；由输入失调电流ios引起的失调电压分量；输入失调电压。尽管这三个分量也许有不同极性，有可能对消，但从电路设计者的角度来看，这种对消是很难利用的。因为ib、ios、vos这三个参数误差很大，即使是同一型号，同一档次仍有较大误差，所以要想对消是不可能的。设计者只能考虑最坏情况三个失调分量均呈最大值，且全部相加

50、，输入失调电压为 将上式乘以运放闭环增益，即得输出失调电压。三种失调电压运放工作时的直流偏置这里也可以说明，不加负反馈的运放是无法使用的。譬如，A741的输入失调电压Vos=2mV，开环增益达106dB(2105倍)。相应的输出电平失调为kvos=2105210-3=400V。可见，仅仅vos一项失调分量已使输出电平失调远远超过电源电压15V，运放不是截止就是饱和，这就是运放不能开环应用的有一个原因，开环增益实在太大，输入端略有失调，输出电平就“出轨”。运放工作时的直流偏置为了克服失调，通常采用失调调整电路，许多运放芯片均提供失调调整引脚。譬如， A741由引脚1、5外接失调调整电路，用负电源

51、。如右图所示。失调调整机理是在差分放大器有源负载处，改变电流源的发射极电阻间的平衡从而调整差分放大器两侧晶体管的集流。如上图所示，电位器通常用10k，其值是由芯片制造厂建议的。运放工作时的直流偏置图(a)是LF356的失调调整电路，25k电位器仍接在1、5之间，但是，加正电源。1、5引脚所分到的正电压分别加到两个P沟道场效应管的源极，以调整结型场效应管差分放大器两侧的电流。见图(b)(a)(b)运放工作时的直流偏置图(a)是TL071的失调调整电路。电位器用100k串联1.5k隔离后，加负电源。失调调整机理是同A741一样。改变有源负载电源中的发射极电阻，从而调整差分放大器两侧场效应管的电流。如图(b)所示。然而需要注意，TL071和TL081的失调调整机理是不同于TL080和TL070的。这是因为TL070和TL080的失调调整引脚是与相位补偿兼用的。(a)(b)运放工作时的直流偏置右图是LM318的失调调整电路。电位器为200k，加正电源。失调调整机理与A741、TL07X、LF356等都不同。该电位器将直接改变差分放大器两侧晶体管的负载，从而调整两管电流。 运放工作时的直流偏置 必须指出，有些运放芯片，特别是双运放和四运放，由于封装时无法为每个运放设立一对失调调整用的引脚，故根本不提供失调调整引脚，比如，RC4558、LM324、TL