PWM直流双闭环调速系统设计1资料

1、PWM 直流双闭环调速系统设计设计分析1.1双闭环调速系统的结构图直流双闭环调速系统的结构图如图 1 所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入， 再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、 宽度可变的脉冲电压序列， 从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。图 1 双闭环调速系统的结构图1.2 调速系统起动过程的电流和转速波形如图 2所示，这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大电流（转矩）受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。I dnI

2、d nIdmIdmIdcrnnIdLI dLOtOt(a)(b)带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程理想快速起动过程图 2 调速系统起动过程的电流和转速波形1.3 H 桥双极式逆变器的工作原理脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列， 从而平均输出电压的大小， 以调节电机转速。H形双极式逆变器电路如图3 所示。这时电动机 M两端电压 U AB 的极性随开关器件驱动电压的极性变化而变化。图 3 H 形双极式逆变器电路双极式逆变器的四个驱动电压波形如图 4 所示。U g1U g4tOt onTU g2U g3tOU ABUstOTt o

3、n-Usidi d1Oi d2t图 4 H 形双极式逆变器的驱动电压波形他们的关系是： U g1 U g 4U g 2U g 3 。在一个开关周期内，当 0t ton时，晶体管 VT1 、VT4 饱和导通而 VT3 、VT2 截止，这时 U AB U s 。当 ton tT 时，VT1 、 VT4 截止，但 VT3 、VT2 不能立即导通，电枢电流id 经 VD2 、VD3 续流，这时U ABU s 。 U AB 在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电压、电流波形如图 2 所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时， tonT ，则 U AB 的平均

4、值为正， 电动机正转， 当正脉冲较窄时，2则反转；如果正负脉冲相等，tonT ，平均输出电压为零，则电动机停止。2双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为U dton U sT ton2ton1 U sTTT如果定义占空比ton ，电压系数U dTU s则在双极式可逆变换器中21调速时，的可调范围为 0 1 相应的1 1。当1 时， 为正，电2动机正转；当1 时，为负，电动机反转；当1 时，0 ，电动机停止。22但电动机停止时电枢电压并不等于零， 而是正负脉宽相等的交变脉冲电压， 因而电流也是交变的。 这个交变电流的平均值等于零， 不产生平均转矩， 徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。

5、 但它也有好处， 在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区。双极式控制的桥式可逆 PWM变换器有以下优点：1）电流一定连续。2）可使电动机在四象限运行。3）电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。1.4 PWM调速系统的静特性由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的， 因而机械特性关系式比较简单，电压平衡方程如下U sRiddidE(0 tton ) .LdtU sRidL didE(tont T )dt按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式， 电枢两端在一个周期内的电压都是

6、U dU s ，平均电流用 I d 表示，平均转速 nE / Ce ，而电枢电感压降 L di d 的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成dtU sRI dERIdCen则机械特性方程式nU sR IdnR IdCeCe0Ce电路设计H桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图5 所示。PWM逆变器的直流电源由交流电网经不控的二极管整流器产生，并采用大电容C 0 滤波，以获得恒定的直流电压 U s 。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电动机制动时只好对滤波电容充电，这时电容器两端电压升高称作“泵升电压” 。为了限制泵升电压，用镇流电阻 Rz 消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许

7、值时接通 VTz。图 5 H 桥式直流脉宽调速系统主电路四单元 IGBT模块型号： 20MT120UF 生产厂家： IR 公司主要参数如下：*PCM 0.9kWU CE ( sat )3.05VU CER =1200V I c =16A T =100 CCN2.1 给定基准电源此电路用于产生 15V电压作为转速给定电压以及基准电压，如图 6 所示：图 6 给定基准电源电路2.2 双闭环调节器电路设计为了实现闭环控制，必须对被控量进行采样，然后与给定值比较，决定调节器的输出，反馈的关键是对被控量进行采样与测量。2.2.1电流调节器由于电流检测中常常含有交流分量，为使其不影响调节器的输入，需加低通

8、滤波。此滤波环节传递函数可用一阶惯性环节表示， 由初始条件知滤波时间常数 Toi 0.001s，以滤平电流检测信号为准。 为了平衡反馈信号的延迟， 在给定通道上加入同样的给定滤波环节，使二者在时间上配合恰当。图 7 含给定滤波与反馈滤波的PI 型电流调节器2.2.2转速调节器转速反馈电路如图8 所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数Ton0.005s 。根据和电流环一样的原理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。图 8 含给定滤波与反馈滤波的PI 型电转速调节器2.3 信号产生电路本设计采用集成脉宽调制器 SG3524作为脉冲信

9、号发生的核心元件。 根据主电路中 IGBT 的开关频率，选择适当的 Rt 、 Ct 值即可确定振荡频率。电路中的 PWM信号由集成芯片 SG3524产生， SG3524采用是定频 PWM电路 ,DIP-16 型封装。由 SG3524构成的基本电路如图 8 所示，由 15 脚输入 +15V电压，用于产生+5V基准电压。在 6、7 引脚之间接入外部阻容元件构成 PI 调节器，可提高稳态精度。 12、13 引脚通过电阻与 +15V电压源相连，供内部晶体管工作，由电流调节器输出的控制电压作为 2 引脚输入，通过其电压大小调节 12、13 引脚的输出脉冲宽度，实现脉宽调制变换器的功能实现。图 9 SG3

10、524管脚图图 10 SG3524 引脚接线图图 11 SG3524内部框图主要参数：输入电压 Uimax：40V输出电流： 500mA 好散功率： 1W2.4 IGBT 基极驱动电路原理工作原理如图 12所示图12 EXB841内部结构图EXB841 系列驱动器的各引脚功能如下：脚 1 ：连接用于反向偏置电源的滤波电容器；脚 2 ：电源（ 20V ）；脚 3 ：驱动输出；脚 4 ：用于连接外部电容器，以防止过流保护电路误动作（大多数场合不需要该电容器）；脚 5 ：过流保护输出；脚 6 ：集电极电压监视；脚7 、8 ：不接；脚 9 ：电源；脚 10 、11 ：不接；脚 14 、15 ：驱动信号

11、输入（ - ，）；2.5 基于 EXB841驱动电路设计驱动电路中 V5起保护作用，避免 EXB841的6脚承受过电压， 通过 VD1检测是否过电流，接 VZ3的目的是为了改变 EXB模块过流保护起控点， 以降低过高的保护阀值从而解决过流保护阀值太高的问题。 R1和C1及VZ4接在 +20V电源上保证稳定的电压。 VZ1和 VZ2避免栅极和射极出现过电压， Rge是防止 IGBT误导通。针对 EXB841存在保护盲区的问题，可如图12所示将 EXB841的6脚的超快速恢复二极管 VDI换为导通压降大一点的超快速恢复二极管或反向串联一个稳压二极管，也可采取对每个脉冲限制最小脉宽使其大于盲区时间，

12、避免 IGBT过窄脉宽下的低输出大功耗状态。针对EXB841软关断保护不可靠的问题，可以在EXB841的5脚和 4脚间接一个可变电阻， 4脚和地之间接一个电容，都是用来调节关断时间，保证软关断的可靠性。 针对负偏压不足的问题， 可以考虑提高负偏压。 一般采用的负偏压是 -5V，可以采用 -8V的负偏压 ( 当然负偏压的选择受到 IGBT栅射极之间反向最大耐压的限制 ) ，输人信号被接到 15脚， EXB841正常工作驱动 IGBT.图13 EXB841驱动 IGBT设计图主要参数：电源电压： 20V最大输出功率： 47mA最高工作频率： 10kHz2.6 锯齿波信号发生电路锯齿波信号发生器SG

13、的输出信号 Us 与控制信号 U C* 在 PWM转换器（SG3524）中进行比较， PWM输出幅度恒定、宽度变化的方波脉冲序列，即 PWM波。SG电路可有 UJT 或者 PUT构成。 UJT锯齿波信号发生器基本电路如图 14 所示图 14 锯齿波信号发生电路2.7 转速及电流检测电路2.7.1转速检测电路转速检测电路如图15 所示。与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引出与被调量转速成正比的负反馈电压U n ，与给定电压 U *n 相比较后，得到转速偏差电压 U n 输送给转速调节器。 测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小， 还包含转速的方向， 测速电路如图 15 所示，通过调节电位器即可

14、改变转速反馈系数。图 15 转速检测电路2.7.2电流检测电路通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图16 所示。图 16闭环霍尔电流传感器的工作原理霍尔电流传感器的结构如图 13所示。用一环形导磁材料作成磁芯， 套在被测电流流过的导线上， 将导线中电流感生的磁场聚集起来， 在磁芯上开一气隙， 内置一个霍尔线性器件， 器件通电后，便可由它的霍尔输出电压得到导线中流通的电流。闭环霍尔电流传感器主要有以下特点：）可以同时测量任意波形电流，如：直流、交流、脉冲电流；）副边测量电流与原边被测电流之间完全电气隔离， 绝缘电压一般为2kV12kV；）电流测量范围宽，可测量额定 1mA50kA电流；）跟

15、踪速度 di/dt50A/ s；）线性度优于 0.1 IN ；）响应时间 1s；）频率响应 0100kHz。调节器的参数整定本设计为双闭环直流调速系统电路基本数据如下：1)PWM装置放大系数 K s4.8 ;电枢回路总电阻 R=8;电磁时间常数 Tl 0.015s ;机电时间常数 Tm 0.2s;调节器输入电阻 R0 40k ;设计指标：静态指标：无静差；2) 动态指标：电流超调量i %5% ；空载起动到额定转速时的转速超调量n %20 % 。计算反馈关键参数：U nm10Vnnom0.05)200(rminU im*101.35 VI nom2 3.7A3.1 电流环的设计1）确定时间常数P

16、WM装置滞后时间常数：Ts0.001s 。电流滤波时间常数: Toi0.01s 。T iTsTo i0.002s( Ts 和 Toi 一般都比 Tl 小得多 , 可以当作小惯性群近似地看作是一个惯性环节 ) 。2）选择电流调节器结构根据设计要求：i5% ，而且Tl0.015T i0.0027.510可按典型型设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的 , 所以把电流调节器设计成 PI 型的，其传递函数为i s1WACR ( s) K isi式中K i 电流调节器的比例系数；i 电流调节器的超前时间常数。3）选择电流调节器的参数ACR超前时间常数iTl0.015s；电流环开环时间增益 : 要求i

17、5% ，故应取 K I T i 0.5 ，因此K I0.50.5250s 1T i 0.002于是， ACR的比例系数为 :K ii R2500.0158K I1.354.63K s4.84）校验近似条件电流环截止频率:ciK I250s 1（1）晶闸管装置传递函数近似条件：1ci3Ts即11333.33s 1ci3Ts3 0.001满足近似条件；（2) 忽略反电动势对电流环影响的条件：ci31,TmTl即313154.77s 1ciTmTs0.2 0.015满足近似条件；（3) 小时间常数近似处理条件：ci113TsToi，即1111333.33s 1ci3TsToi30.0010.001满

18、足近似条件。5）计算调节器电阻和电容调节器输入电阻为R040k，各电阻和电容值计算如下RiK i R04.6340k185.2k ,取185kCii0.01510 6F0.081，取 0.08 FRi18510 3Coi4Toi40.001106F 0.1F，取0.1 FR0401033.2 转速环的设计1）确定时间常数（1）电流环等效时间常数2T i20.0020.004s（2）转速滤波时间常数Ton0.005s（3）转速环小时间常数近似处理T n2T iTom0.009s2）选择转速调节器结构按跟随和抗扰性能都能较好的原则 , 在负载扰动点后已经有了一个积分环节 , 为了实现转速无静差 ,

19、 还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节 , 因此需要由设计要求，转速调节器必须含有积分环节，故按典型型系统选用设计 PI 调节器，其传递函数为ns1WASR( s)K nn s3）选择调节器的参数根据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取h5，则 ASR超前时间常数为hT n 5 0.009s 0.045s转速开环增益：h16s21418.48s2K N2 22522h T n 20.009ASR的比例系数：(h 1) CeTm61.35 0.120.25.4K nRT n250.0582h0.0094）近似校验转速截止频率为：cnK NK N n1481.480.045 166.67s 11s（

20、1）电流环传递函数简化条件：cn15T i现在111100s 1cn ，5T i5 0.002s满足简化条件。（2）小时间常数近似处理条件：cn1132T iTon现在，111174.54cn满足近似条件。3 2T i Ton320.002 0.0055）计算调节器电阻和电容调节器输入电阻R040k，则R0K nR05.440 k216k，取 220kCnn0.045 3106F0.205 F，取 0.2FRn22010Con4Ton40.005106F0.5 F，取 0.5FR0401036）检验转速超调量当 h=5 时，查表得，n =37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于这是按线性系统

21、计算的，而突加阶跃给定时， ASR 饱和，不符合线性系统的前提，应该按 ASR退饱和的情况重新计算超调量。设理想空载起动时，负载系数z=0。n(Cmax%)2(z)nnom T nCbnTm当 h=5 时， Cmax%81.2% ；而 nmaxI dnom R3.7 8 r min246.67 r min，CbC e0.12因此n81.2%22246.670.00918%20%2000.2过渡时间 TsT1T2 ， T1为恒流升速时间，T2 为恢复时间。T1( 2h )K nU nT n =0.081sh 1 (U imI nom )当 h=5 时， T28.80T n0.0792sTsT1T

22、20.0810.0792 0.162s ，满足设计要求。电路图总体设计心得及总结脉冲宽度调制 PWM(Pulse Width Modulation), 就是指保持开关周期 T 不变，调节开关导通时间 t 对脉冲的宽度进行调制的技术。 PWM 控制技术以其控制简单 ,灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术等领域最广泛应用的控制方式。本文利用 SG3524 集成 PWM 控制器设计了一个基于 PWM 控制的直流调速系统，本系统采用了电流转速双闭环控制， 并且设计了完善的保护措施， 既保障了系统的可靠运行，又使系统具有较高的动、静态性能。在当今的社会生活中，电子科学技术的运用越来越深入到了各行各业之中，并得到了长足的发展和进步， 自动化控制系统更是的到了广泛的应用， 其中一项重要的应用就是自动调速系统。相较于交流电动机，直流电动机结构复杂、价格昂贵、制造困难且不容易维护， 但由于直流电动机具有良好的调速性能、 较大的启动转矩和过载能力强， 适宜在广泛的范围内平滑调速， 所以直流调速系统至今仍是自调速系统中的重要形式。 而伴随着电力电子技术的不断发展， 开关速度更快、控制更容易的全控性功率器件 MOSFET 和 IGBT 成为主流， PWM 表现出了越大的优越性：主电路线路简单，需用的功率器件少；开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；低速性能好，稳速精度高