有源箝位正激变化器主电路设计

1、 第 3 章 有源箝位正激变化器主电路设计第 3 章 有源箝位正激变化器主电路设计3.1 变换器的主要技术指标本课题采用了上一章提出的有源箝位正激变换器拓扑，其主要技术指标如下：输入电压：36V-72V；输出电压：3.3V；输出电流：0-30A；开关频率：250KHz；整机效率：90%；最大温升： 40 C ；o冷却方式：自然通风；最大占空比：60%；输出纹波系数(U 4 8V )：1%。in3.2 主电路的主要元器件参数设计和选择3.2.1 输出滤波电感的设计输出滤波电感 L 上的最大纹波电流波形如图 3-1 所示：oILO(FK)ILO(FK)V(D)V(1-D)FRt图 3-1 最大纹波

2、电流波Fig. 3-1 Ripple current waveform of output Inductor对于输出滤波电感 L 的值，可根据电磁感应定律求解：o33 燕山大学工学硕士学位论文V L o1 D(3-1)oI fMINoSW式中：V 为输出电压值；oI 为满载输出电流波动，在此取 I 3A；oof 为电感工作频率；SWD 为最小占空比。MIN由式(3-1)可以得到所需要的滤波电感值为：3.3 1 0.3 2.05HL o(3-2)3250103增大输出滤波电感的电感量，可以减小纹波电流，但是系统的瞬态响应速度会变慢；反之减小电感量，系统的瞬态响应变快，但纹波电流增大，因而给滤波电

3、容增加了负担，器件的损耗也会增加。综合考虑以上因素，在本设计中取： L =2H。o将 L =2H代入式(3-1)，可以得到 I 为：oo3.3V 1 0.3 4.62AI 1 D(3-3)o210 25010oL foMIN63SW3.2.2 输出滤波电容的设计输出滤波电容的选择要基于许多实用要求，例如纹波要求、耐压、耐流及等效串联电阻等。在本设计中，为了满足输出纹波电压小于稳定输出电压的 1%即 33mV的要求，最小输出滤波电容的值可以根据式 (3-4)得出：I4.62825010 3310C 70F(3-4)o 8 f Vo MIN36SWo由式(3-4)计算出来的值只能满足输出电压纹波的

4、要求，最终选择值的选择还要根据系统对瞬态响应的要求和参照输出滤波电容的等效串联电阻R 。则 R 应该满足下式：ESRESRV 33103R 7.14m(3-5)oI4.62ESRo34 第 3 章 有源箝位正激变化器主电路设计在本设计中，系统的瞬态响应速度也需要考虑，因而输出电容的最终值还参照输出电压瞬态响应的超调量 V 。假设负载从零到满载变化时，输OS出电压的超调量为稳态时输出量的 6%，则输出滤波的电容值可根据式 (3-6)算出：210 30L IoV2262C 1323F(3-6)STEP3.5 3.32o2OS结合式(3-4)、式(3-5)和式(3-6)，在本设计中，选择了两个680

5、F/ 6.3V的铝 电解 电容 PLF0J681MDO1 和一 个 10F 的陶瓷 电容 并联 ，电 容PLF0J681MDO1 的 R 为6m ，最大纹波电流为 6.3A。ESR3.2.3 同步整流的设计在本设计中，变压器副边采用自驱式同步整流电路，如图 3-2 所示：L+V0VT3D3C-图 3-2 自驱动同步整流电路Fig. 3-2 SR self-driving circuit采用自驱式同步整流电路的原因是：有源箝位正激变换器原边上的电压是有规律的方波，能够为副边的同步整流管提供简单、有效的自驱动电压信号，因而成本低、电路结构简单。需要注意的一点是：在设计变换器的过程中，必须考虑电路的

6、驱动能力。假设箝位电容的值为无穷大，则可以得到：(1) 同步整流管 VT 的驱动电压为：3NVV (3-7)21NGS VT3in35 燕山大学工学硕士学位论文1则：在V =36V时，可以得到 VT 的最小驱动电压V 36 6V GS VT36in31 72 12V在V 72V 时，可以得到 VT 的最大驱动电压V GS VT36in3(2) 同步整流管 VT 的驱动电压为：4NV DVV(3-8)2No11GS VT 4inDD13.3则：在V =36V时，可得到 VT 的最大驱动电压V 8.25V 1 0.6in4GS VT43.3在V 72V 时，可得到 VT 的最小驱动电压V 4.71

7、VGS VT4 1 0.3in4选择合适的 MOSFET，还需要考虑它承受的最大漏源电压和均方根电流，从图 3-2 可以看出 VT 的栅源电压V 与 VT 的漏源电压V 相同，VT3GS4DS4的栅源电压V 与 VT 的漏源电压V ，因此 VT 的漏源电压为 58V，VT 的GS3DS34漏源电压为 612V。根据输出电感电流波形图 3-1 可以得到 VT 、 VT 的峰值电流：34I4.62(3-9)I I 30 32.3ALO LO PK o MAX22在功率传输阶段， VT 必须能流过的最大的均方根电流：3I I D 30 0.6 23.24A(3-10)LO RMSo MAXMAX在变

8、压器复位阶段阶段， VT 必须能流过的最大的均方根电流：4I I 1 D 30 1 0.3 25.1A(3-11)LO RMSo MAXMIN考虑到开关管的电流应力、电压应力及电流的最大值，并留有一定裕量，再结合式 (3-7)、(3-8)、(3-9)和(3-10)，在本次设计中选择了相同型号的同步整流管 RJK0328 作为 VT 和 VT 。34从提高电路效率的角度来讲，当输出电流较大时，需要将同步整流管并联，因为并联开关管可以使导通电阻减小，从而减小了同步整流管的导通损耗，但是随着开关管并联数目的增多，同步整流管的驱动损耗和体二极管的反向恢复损耗也会增加，当同步整流管增加的驱动损耗和反向恢

9、复36 第 3 章 有源箝位正激变化器主电路设计损耗大于减小的导通损耗时，整流部分的损耗将增大，所以并不是开关管并联的数目越多越好。在本设计中， VT 和 VT 由两个同步整流管并联组34成。3.2.4 功率变压器的设计功率变压器的设计步骤如下47-49：步骤 1：确定变压器设计的电源参数：变压器设计的主要参数如 3.1 节所示。步骤 2：计算希望的匝比绝对限制占空比： D 0.65lim最大占空比： D 0.6max额定V D ：V D VD 360.6 21.6 in minininmax极限伏秒值VD ：VD 720.65 46.8in maxlimin maxlim输出电压加上满载时副

10、边 MOS 管的正向压降和次级绕组压降：U V V V 3.6VoomosIR所以可以得到匝比：N V D 21.6n 61inNU3.62o步骤 3：计算 AP 的值根据电路的输出功率为 100W 和工作频率 250kHz，可选择 TDK 公司的 PC44 材料，通过查阅材料手册可得到：比损耗 100mW/cm 3对应的磁通密度摆幅为 0.065T，应用面积公式(3-12)可以得到：4P3AP A A okB few(3-12)sw43 0.3342 cm41000.0140.065250103式中： P 为输出功率；ok 为 0.014(正激式变换电路)；B 为磁通密度变化量；37 燕山大

11、学工学硕士学位论文f 为变压器的工作频率。sw步骤 4：选择磁芯根据式(3-12)得到的 AP 值，在本设计中选择磁芯为 PQ26/20，查阅手册可得到磁芯参数如下：磁芯体积V 5490mm ；3e窗口面积 60.40mm ；Aw2有效截面积 A 119mm ；2e有效磁路长度 l 46.30mm；e步骤 5：计算允许损耗 Plim由手册可以获得热阻：800800 R 60 C /W(3-13)(3-14)22A220.6Tw根据最大温升 T 从而可以得到允许损耗：T 40P lim 0.66WR60步骤 6：损耗限制磁通变化量 B根据式(3-14)可得到磁芯单位体积损耗：T P0.4 55

12、mW/cm ？(3-15)(3-16)lim3V5.49e根据查阅材料的的损耗曲线，可以得到 B 0.1T。？步骤 7：根据电磁感应定律，计算次级绕组的匝数：3.6103U TU 1.2 匝N osoB A f0.11192502 esw在本设计中取 N 2 匝 。2步骤 8：计算初级绕组的匝数：由步骤 2 可以得到： N nN 1（2 匝）12步骤 9：计算最坏情况下 VD 的条件 Bin maxlimlim重新计算 2 匝时的磁感应密度变化量：1.20.1B 0.06T238 第 3 章 有源箝位正激变化器主电路设计因而可以得到：0.0646.8B 0.13Tlim21.6由上式可知 B

13、B 0.45T ，所以设计满足要求。lims步骤 10：计算 250kHz 时的穿透深度选择线径应首先考虑集肤效应，渗透深度与频率的关系式为：6.6 (3-17)f式中 是铜线趋附深度(cm)； 为电流工作频率(Hz)。f6.6由式可得： 0.132mm ，即渗透深度为 0.132mm，对应线250k径为 0.264mm。步骤 11：计算原边线圈的股数原边电流的有效值为：P3.3300.936I 3.1AVinmin设取电流密度 J 400A/cm ，则所需截面积为：2A 3/ 400 0.0075cm2xp本设计选取线径为 0.22mm 的漆包线，则：A0.0075n xp19.7(3-18

14、)21S 0.022 / 2所以取 n 20股。1步骤 12：计算原边线圈的股数副边电流的有效值为： I 30A设取电流密度 J 600A/cm ，则所需截面积为：2A 30/ 600 0.05cm2xp如果选取线径为 0.22mm 的漆包线，则：A0.06n xp131(3-19)22S 0.022 / 239 燕山大学工学硕士学位论文由上式(3-19)可以看出，如果采用多股线并联的方法，导线的股数太多，因而需要采用铜箔。在本次设计中采用厚度为 0.2mm，宽度为 17mm的纯铜板带分两个绕组并绕。3.2.5 有源箝位电路的设计有源箝位电路的工作原理已经在第二章中有了一个初步介绍，由第二章可

15、知：本课题选用的是低边有源箝位电路，在不计漏感的情况下，可以得到箝位电容电压的表达式：VV (3-20)in1 Dc由低边有源箝位正激变换器的工作原理可知，当箝位开关管 VT 导通2时，箝位电容电压直接加在主功率开关管 VT 的漏源极的两端；当箝位开1关管 VT 关断时，箝位电容电压直接加在箝位开关管 VT 的漏源极的两端，22因而式(3-21)可以写成包含 VT 和 VT 漏源电压应力的表达式：12VVVV (3-21)in1 DDS VT1DS VT2c此外，对于有源箝位正激变换器来说，占空比 D 可以定义为式（3-22）：V N VoD V N VNo(3-22)(3-23)1in2in

16、将式(3-22)带入式(3-21)中，经化简可得：V2VVV inV NVDS VT1DS VT2cino当 N 6 ，V 4V (输出电压3.3V加上额外的电压降)时，根据式(3-23)o可以绘制主功率出开关管 VT 漏源两端电压随输入电压的关系，如下图 3-31所示。从图 3-3 可以看出，在输入电压最小时，主功率开关管 VT 漏源电压1应力比较高，而且随输入电压的升高急剧变化。因而要求 PWM 控制芯片必须能够提供一个精密限制最大占空比的功能，否则， VT 漏源两端的电1压应力可能会超过其额定值，从而造成开关管的损坏。图 3-3 对我们选择主开关管、箝位开关管和箝位电容值是非常有帮助的。

17、40 第3章 有源箝位正激变化器主电路设计115110V/) 1051TV(SDV10095405060V /V7080in图 3-3 VT1 的电压应力曲线输入电压dsvFig. 3-3 VT1 rain-too-urce oltagevs nput oltagei v3.2.5.1 箝位开关管 VT 的选择 对于P 沟道的箝位开关管 VT 的选择，2可以从其需要承受的最大漏源电压和均方根电流两方面考虑：2(1)最大漏源电压 如图 3-3 所示，箝位开关管 VT 漏源两端的电压是2随着输入电压的变化而变化的，且在稳态工作时，在输入电压最小和最大时刻， VT 的漏源电压最大。由式 (3-23)

18、可得：2V3622V108V(3-24)inV NVin36 4 6DS VT2o(2)最大均方根电流 由式(3-25)可得 VT 的最大均方根电流：2VD3/236 0.63/2I0.14A(3-25)in minMAX3L f3 272 250 103VT2 RMSmsw在本次设计中选择的箝位开关管为： SIHF9640S 。3.2.5.2 箝位开关管 VT 的栅驱动的设计 因为箝位开关管 VT 是一个接22地参考的 P-MOS ，它需要在其门极上加上一个负向的驱动电压才能使其导通。但是，TI 公司的 PWM 控制器 UCC2897A 不能够产生一个低于参考地的驱动电压，所以我们需要一个如

19、下图 3-4 所示的电平位移电路以满足驱动电压的要求。如图 3-4 所示的栅驱动的工作原理如下：当 UCC2897A 的 AUX 端输出为高电平时，肖特基二极管 D 导通，电容 C 被充电到 V ，将开关管 VTAUX1241 燕山大学工学硕士学位论文的门极驱动电压箝位到 0V。当 UCC2897A 的 AUX 的输出为低电平时，电容 C 通过 R 放电，此时箝位开关管 VT 的门极为一个负向的驱动电压，从2而使 VT 导通。如果 C 和 R 的时间常数大于 PWM 的周期（如 100 倍的工2作频率，即式(3-26)，100RC (3-26)fSW那么在驱动 VT 时，电容 C 上的的电压可

20、以认为几乎恒定， VT 的的门极22驱动电压相对恒定，则可以很好的驱动箝位开关管 VT 。2+VINCVVCR14AUXP图 3-4 低端箝位的栅驱动电路Fig. 3-4 Gate drive circuit of Low-Side clamp当 R 1k ，C 的值可通过式(3-27)计算：100100C 0.4F(3-27)Rf250106sw在本次设计中取 C 0.47F 。3.2.5.3 箝位电容的选择 在前面的讨论中，箝位电容的值 C 都被认为理c想的，即可以认为是无穷大的，因而在整个工作过程中，其上的电压为一个恒定值。但实际上，由于受箝位电容的材质、容值等因素的影响，它的电压必然会

21、存在着一定的波动。箝位电容值的大小，不仅影响着开关管VT 、 VT 漏源两端的电压应力，并且还影响着电路的动态特性。如果箝12位电容的值选的太大，电容上的电压纹波可以减小，但是增大的电容会使42 第 3 章 有源箝位正激变化器主电路设计电路的暂态响应速度变慢；如果箝位电容的值选的太小，电路的暂态响应速度变快，但会使电压纹波增大。在实际的选择中，可以设电压纹波大为电容最大电压的 10%。其取值可由下面公式估算：2 1 0.31 D2C 0.036F(3-28)min0.8L f0.827210 25010c266msw在本次设计中取 C 0.1F。c3.2.6 主开关管的选择对主开关管 VT 的

22、选择，同样可以从其需要承受的最大漏源电压和均1方根电流两方面考虑：(1)最大漏源电压 VT 的最大漏源电压与箝位开关管 VT 相同。12(2)最大均方根电流 由有源箝位正激变换器工作原理可知， VT 的最1大均方根电流出现在最低输入电压和最大负载电流时，由式(3-29)可得 VT1的最大均方根电流为：I D30 0.6 3.87A(3-29)Io MAXMAX6VT1 RMSN在本次设计中选择的主开关管为： SiHFP264N。3.2.7 电流检测电路的设计本课题选用的是峰值电流型控制，整个电流型控制是通过误差电压和输出电感电流来调制主开关管 VT 的导通时间。由于副边输出电感电流太1大，因此

23、电流检测要在原边来做。开关电源中常用的电流检测方法包括用电阻、电流互感器和霍尔元件 (ELM)等检测电路电流。用电阻检测电路电流的方法及检测电阻上的电压波形如图 3-9 所示：原边峰值电流可由式(3-30)得到：I32.36 o PK I 0.14 5.52A(3-30)I PRI PKNm由于 UCC2897A 有 0.5V 的电流检查阈值，因而电流检测电阻 R 的值CS43 燕山大学工学硕士学位论文可通过式(3-31)得到：0.5VR 0.09(3-31)CSCSI5.52 PRI PK根据式(3-29)可知电流检测电阻 R 的均方根电流为 3.87A，因此可知CS其最大功耗为：P IR

24、3.870.09=1.34W(3-32)由上式可知，电流检测电阻的功耗为 1.34W，这将使变换器的效率下降约 1.4%。22 PRI rms CSL+V0-VT4D4CD3VT3D1VT1UCC2897(PIN9)IPRIRCSVCS0.75V0ttVGS(MAIN)0图 3-5 电阻方式检测电流及其电路波形Fig. 3-5 Resistive current sensing and waveform与采用电阻检测电流方式相比，霍尔检测电流方式具有更高的精度和更小的损耗50，因而在本设计中采用电流型霍尔元件 LA58-P 检测电流。电流检测电路如图 3-6 所示：44 第 3 章 有源箝位正

25、激变化器主电路设计L+V0-CVinD3VT1VT3D1+12VP-12VUCC2897(PIN9)ALRCS图 3-6 霍尔元件方式检测电流Fig. 3-6 ELM current sensing在本设计中，取霍尔元件 LA58-P 的转换率为 K 3/1000 ，则流过电CS阻 R 的峰值电流可由式(3-33)得到：CS5.523I I K A 16.56mA 30(3-33)(3-34) CS PK PRI PK1000CS根据上式可计算出电流检测电阻：0.5VR CS16.510-3CSI CS PK因此可知其最大功耗为： 3.8732P KIR 30=4.04mW(3-35) PRI

26、 rms1000CS由上式可知，采用霍尔元件LA 58-P检测电流造成的功耗几乎可以忽略不计。3.3 变换器的损耗分析效率是电压调节模块一个非常重要的性能标准。对于一个实际运行的电压调节模块来说，如何进一步提高其效率，是我们关心的问题和研究的主要目标。因而，对电路损耗的进行理论分析，对变换器的设计和改进就45 燕山大学工学硕士学位论文非常重要了。根据前面章节的分析可知，该电压调节模块的损耗主要包括：磁性元件损耗、开关管损耗和线路损耗。下面将在变换器工作在 3.3V/30A 输出即满载的条件下，计算各元件损耗的表达式。3.3.1 变压器的损耗分析变压器的损耗主要由铁损和铜损两部分组成。(1)变压

27、器的铁损 变压器的铁损即磁芯损耗主要由磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗组成，当磁芯的工作频率为 250kH 时，磁芯的损耗主要由Z涡流损耗和剩余损耗组成。通过查阅磁芯手册可知本课题所需的磁芯损耗为：P 910 V fB W(3-36)72.062.705coreesw式中：f kHz;V cm ;B kG3swe将上节变压器设计的参数代入上式可得：P 910 5.49250 1.3 W 0.87W(3-37)72.062.705core(2)变压器的铜损 由于变压器铜损由变压器原边绕组的铜损和副边的绕组的铜损两部分组成。由上节设计变压器的参数和导线电阻公式：lR (3-38)S式中：铜导线的电阻率

28、为： 2.01810 m4根据上式(3-38)可以得到：变压器原边电阻：R 1.84910 ；2P变压器副边电阻：R 6.6810 m。4s因为变压器的原边电流由磁化电流和折射到原边的负载电流两部分组46 第 3 章 有源箝位正激变化器主电路设计成，根据式(3-39)可以得到磁化电流，根据式(3-40)可以得到原边电流：V D360.60.32A4.03A(3-39)MAXIin min f272250103MAGLmswI0.32 23.24I(3-40)IVT3 RMSMAG226P RMSN则变压器原边绕组的铜损为：P I R 4.031.84910 0.3W(3-41)(3-42)22

29、2CUPP RMSP变压器副边绕组的铜损为：P I R 23.246.6810 0.37W224VT3RMSCUSs则变压器的铜损为：P P P 0.37 0.31W 0.68W(3-43)(3-44)CUPS由式(3-37)和式(3-43)可以得到变压器的总损耗为：P P P 0.87W 0.68W 1.55WTCUcore3.3.2 输出滤波电感的损耗分析同变压器一样，输出滤波电感的损耗也主要由铁损和铜损两部分组成。(1) 输出滤波电感的铁损 输出滤波电感和变压器铁损的计算方法完全相同，在此不再重复，通过计算可得滤波电感的铁损为：P 5mWLcore(3-45)(2) 输出滤波电感的铜损

30、用同样的方法可得：输出滤波电感电阻：R 1.445103 ；L则输出滤波电感的铜损为：P ICULR 301.44510 1.3W(3-46)223o RMSL因而，由式(3-45)和式(3-46)可以得到输出滤波电感的总损耗为：P P P 5mW 1.3W 1.305W (3-47)LCULLcore47 燕山大学工学硕士学位论文3.3.3 箝位开关管的损耗分析箝位开关管 VT 的损耗由导通损耗、开关损耗和门极驱动损耗三部分2组成：(1)箝位开关管 VT 的导通损耗 根据 SiHF9640S 的资料手册可知其导2通电阻为： R 0.5 ，且由式(3-25)可知箝位开关管 VT 的均方根电DS

31、 VT22流为：I 0.14AVT2 RMS则可以得到箝位开关管 VT 的导通损耗为：2 IR 0.14 0.5 0.01W(3-48)P22ON VTVT RMS DS VT222(2)箝位开关管 VT 的门极驱动损耗 箝位开关管 VT 门极驱动损耗是22指在功率管的门极电压形成的过程中，给它的寄生电容充电而产生的功率消耗。根据 SiHF9640S 的资料手册可知它的门极驱动电荷为：Q 44nCg VT2则可以得到箝位开关管 VT 的门极驱动损耗为：2 QV f 251344104 0.14W(3-49)PGATE VT2g VT2 gSW(3)箝位开关管 VT 的开关损耗 箝位开关管 VT

32、 的开关损耗是指开关22管在开通和关断的转换过程中，由于其上的电压和体内的电流的交错而产生的功率消耗。由前面的分析可知，箝位开关管 VT 实现了零电压开通和零电压关断，2因而可得它的开关损耗为：P 0W(3-50)SW VT2则由式(3-48)、(3-49)和式(3-46)可以得到箝位开关管 VT 的总损耗为：2P P P P 0.14W 0.01W 0W 0.15W(3-51)VT2ON VT2GATE VT2SW VT23.3.4 主开关管的损耗分析48 第 3 章 有源箝位正激变化器主电路设计主开关管 VT 的损耗由导通损耗、开关损耗和门极驱动损耗三部分组1成，下面将各个损耗进行详细计算

33、：(1)主开关管 VT 的导通损耗 根据 SiHFP264N 的资料手册可知其导1通电阻为： R 0.06 ，且由式(3-29)可知主开关管 VT 的均方根电流DS VT11为：I 3.87A。VT1 RMS则根据式(3-52)可以得到主开关管 VT 的导通损耗为：1 IR 3.87 0.06 0.9W(3-52)P22ON VT1VT1 RMS DS VT1(2)主开关管 VT 的门极驱动损耗 根据 SiHFP264N 的资料手册可知它1的门极驱动电荷为：Q 210nC。g VT1则可以得到主开关管 VT 的门极驱动损耗为：1 QV f 251321104 0.68W(3-53)PGATE

34、VT1g VT1 g SW(3)主开关管 VT 的开关损耗 由前面的分析可知主开关管 VT 实现了1零电压开通和关断，因而可得：1P 0W(3-54)SW VT1根据式(3-52)、(3-53)和式(3-54)可以得到主开关管 VT 的总损耗为：1P P P P 0.9W 0.68W 0W 1.58W (3-55)VT1ON VT1GATE VT1SW VT13.3.5 同步整流管的损耗分析副边同步整流管 VT 和 VT 的损耗主要包括：门极驱动损耗、开关损34耗、体二极管的导通损耗、体二极管的反向恢复损耗和 MOSFET 的导通损耗51-53。(1)同步整流管 VT 的导通损耗 根据 RJK

35、0328 的资料手册可知它的3导通电阻为：R1.6m ，且由式(3-10)可知同步整流管 VT 的均方根DS VT33电流为：I 23.24A。VT RMS349 燕山大学工学硕士学位论文则可以得到同步整流管 VT 的导通损耗为：3 IR 23.241.610 0.864W(3-56)P223ON VT3VT3 RMS DS VT3(2)同步整流管 VT 的体二极管的导通损耗和反向恢复损耗根据3RJK0328 的资料手册可知，导通电阻为：V 0.78VF VT3且由上节的分析可知，体二极管的导通时间即死区时间为：I 200nsVT DEAD3则可以得到同步整流管 VT 的体二极管的导通损耗为：

36、3PVI F VT3 VT3 RMS VT3 DEAD SWtf(3-57)BD VT3 23.240.7822510 0.906W3根据 RJK0328 的资料手册可知其体二极管的反向恢复电荷为： 46nCQrr VT3则可以得到同步整流管 VT 的体二极管的反向恢复损耗为：3P 2Vf Q 28.25462510 0.19W (3-58)6rr VT3DS VT3 SW rr VT3(3)同步整流管 VT 的门极驱动损耗 根据 RJK0328 的资料手册可知3它的门极驱动电荷为：Q 42nCg VT3则可以得到同步整流管 VT 的门极驱动损耗为：3P QV f 25642105 0.063

37、W(3-59)GATE VT3g VT3 gSW(4)同步整流管 VT 的开关损耗 由前面的分析可知，同步整流管 VT3实现了零电压开通和关断，因而可得：3P 0W(3-60)SWVT3则根据式(3-56)、式(3-57)、式(3-58)、式(3-59)和式(3-60)可以得到同步整流管 VT 的总损耗为：3P P P P P P GATE VT3SWVT3(3-61)VT3ON VT3BD VT3rr VT3 0.8640.9060.190.0630 2.023W50 第 3 章 有源箝位正激变化器主电路设计当负载电流较大时，整流电路的导通损耗也较大，则并联同步整流管是一个不错的选择，因为并

38、联同步整流管能够有效地减小同步整流管的导通电阻，减小同步整流管的导通损耗，从而提高变换器的效率。但是随着开关管并联数目的增多，同步整流管的栅驱动电荷和反向恢复电荷也会增加，从而导致开关管的驱动损耗和反向恢复损耗增加。当同步整流管增加的驱动损耗和反向恢复损耗大于减小的导通损耗时，整流部分的损耗将增大，所以开关管并联的数目并不是越多越好。n 只同步整流管并联的总损耗可通过下式 (3-62)得到; n PP(3-62)P ON VT3 P P PVT3nBD VT3rr VT3GATE VT3SW VT3由上式(3-62)可得：2 只开关管并联的损耗为： 2 PP2P ON VT3 P P PGAT

39、E VT3VT3BD VT3rr VT3SW VT3(3-63)0.8642 0.906 2 0.19 0.063 1.844W3 只开关管并联的损耗为： 3 PP3P ON VT3 P P PGATE VT3SW VT3VT3BD VT3rr VT3(3-64)0.8643 0.906 3 0.19 0.063 1.953W通过比较式(3-61)、式(3-63)和式(3-64)可知，2 只开关管并联的损耗最小，所以在本设计中， VT 由两个同步整流管并联组成。3用同样的办法，可以得到同步整流管 VT 的损耗4(1)同步整流管 VT 的导通损耗 同步整流管 VT 的导通损耗为：44PON VT

40、4 I2R 25.121.61031.008W(3-65)VT4 RMSDS VT4(2)同步整流管 VT 的体二极管的导通损耗和反向恢复损耗 同步整流4管 VT 的体二极管的导通损耗为：451 燕山大学工学硕士学位论文PVI F VT4 VT4 RMS VT4 DEAD SWtf(3-66)(3-67)BD VT4 25.10.7822510 0.979W3同步整流管 VT 的体二极管的反向恢复损耗为：4P 2Vf Q 26462510 0.14W6rr VT4DS VT4 SW rr VT4(3)同步整流管 VT 的门极驱动损耗 同步整流管 VT 的门极驱动损耗44为： QV f 258.2542105 0.087W(3-68)PGATE VT4g VT4 gSW(4)同步整流管 VT 的开关损耗 同步整流管 VT 的门极驱动损耗为：44P 0W(3-69)SW VT3则根据式(3-65)、式(3-66)、式(3-67)、式(3-68)和式(