TI杯全国电子设计大赛(省级赛区优秀作品大全)

1、 32/32TI杯全国电子设计大赛(省级赛区优秀作品大全). TI 杯（四川赛区四川赛区，陕西赛区陕西赛区，湖北赛区湖北赛区，江苏赛区） 2009年全国大学生电子设计竞赛优秀作品选集年全国大学生电子设计竞赛优秀作品选集 德州仪器半导体技术德州仪器半导体技术（上海上海）有限公司大学计划部有限公司大学计划部 20092009-1212-8 电子设计大赛必备工具系列- 光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置 全国一等奖 西安电子科技大学 刘东林 何昊 郭世忠 在实际制作中，我们选用CD4046锁相环芯片，功率M O S管IR F540等性价比较高的器件，采用基于MSP430F169单片机的经典控制

2、算法，较为出色地完成了各项指标要求。理论分析与参数计算 理论分析与参数计算 1.频率跟踪电路设计： 1.DC-AC电路 逆变器电路图 6 DC-AC逆变器电路图 图6 DC 由于负反馈在工频上是稳定的，因此输出的信号的放大倍数由R2与R4的分压比决定，而自振荡（产生的SPWM）频率可通过微调补偿网络中的电阻、电容值来调整,实际中综合考虑损耗和滤波电路的设计,选定频率约为28KH z左右，保证输出电压在功率电源HV DC范围内，比例放大系数选为12。 这种逆变器自身闭环，整个电路只使用一个比较器，可以根据负载的变化自动调整SPWM 的占空比，使输入输出电压始终成比例关系。 在本设计中，使用两个上

3、述的自振荡逆变器构成平衡桥式(Ba l a nce d Tr a n s for m er Le ss)DC-AC变换器，以LM393作逆变的比较器，配合自带死区的IR21094浮栅驱动器驱动IR F540功率N M O S管，获得了较高的效率和极低的失真度。 2.过流保护及自恢复电路 图7 7 过流保护电路过流保护电路 电流I 在采样电阻上产生的电压经过LM358放大10倍后与参考电压比较，超过则输出低电平，C 7经过二极管迅速放电，使#SD 信号被拉低，浮栅驱动器输出被关闭，向单片机报警。同时I 变小，运放1脚（如图7）输出高电平，+5V 经过R 17对C 7充电，经过一段时间达到浮栅驱动

4、器的高电平门限时，再次打开场效应管。这样可以保证过流时迅速关断输出，关闭一段时间后自行试探，在故障消除后可自动恢复。 3.欠压报警指示，实时显示当前入口处d U 电压： 欠压时MPPT 算法将自动使输出为零，功率最小。单片机实时采集d U 电压后在液晶上显示，小于25V 时报警。 4.控制电路与控制程序 在功率电源入口处用470K:20K 金属膜电阻分压到合适电压后进行电压采样，电流则 由40毫欧电阻高端采样后经隔离差动放大器H CPL 7800放大后再由仪表放大器AD 620转换成单端电压，送给A/D 采样，其中H CPL 7800和AD 620带有48倍的增益，将电压放大到2V 左右，保证

5、采样电流有足够的精度。 功率最大时有 /()/0dP dU d UI dU IdU dU =+=，可得UdI IdU =?，令 (1)()I UdI U I k I k ?=+?, ()(1)U IdU I U k U k ?=?=?+，则当I U ?=?时认 为达到最大功率点。 图8 8 经典控制算法流程经典控制算法流程经典控制算法流程 三、测试仪器 数字示波器 TDS1002 ；4位半数字万用表 V C9807A + ；20M 数字信号源 RI G O L DG1022； 双路可跟踪直流稳定电源 HY 1711； 四、测试方法与数据、结果分析 测试框图： 图9 9 测试流程测试流程测试流程

6、 测试方法测试方法： 1.最大功率点跟踪功能：在60V 输入电压情况下，根据表1改变S R 与L R （30-36欧），记录电压表2与电压表1的示数。 2.频率相位跟踪功能：根据表2改变输入信号Uref 从45H z 至55H z 步进，从示波器观察频率跟踪的速度和输出电压的频率，以及两者的相位差，记录在表2中。 3.效率：额定S R =L R =30欧时，记录电压表1、2，电流表1、2的示数，效率 /o o i i U I U I 。 4.失真度：用示波器FFT 观察显示波形，记录基波和各次谐波的幅度。 测试数据测试数据： 1、 R S （?） R L （?） U S （V ） d U （V

7、 ） 偏差(v) 30 30 60 30.1 0.1 30 35.1 60 30.12 0.12 35.1 30 60 30.16 0.16 35.1 35.1 60 30.18 0.18 表表1 1 最大功率点跟踪最大功率点跟踪最大功率点跟踪 2、 REF f F f 相差（度） 45 44.99 0.9 47 47 0.9 50 50 0.9 52 52 0.9 55 55 0.9 表2 2 频率相位跟踪频率相位跟踪频率相位跟踪 3、 d U （V ） I d （A ） U O （V ） I O （A ） 30.12 1.03 13.81 2.02 表表3 DC 3 DC-AC 变换器效率

8、变换器效率 计算效率得 ：100%100%89.9193%o o o in in in P U I P U I = = 4、 输出过流保护和自恢复功能：将输出短路，电路进入过流保护，指示灯亮，液晶 屏显示报警，除去短路后报警消失，电路恢复正常。 5、 输入欠压保护和自恢复功能：调节输入电压U s ，当电压表2显示电压低于25V 时液晶屏显示报警。再提高电源电压，报警消失，电路重新正常工作。 五、 总结 本设计采用更少元件、更低成本的模拟方案实现频率相位跟踪、DC-AC 逆变、欠压、过流自恢复保护等功能，通过精巧的模拟电路设计，在频相跟踪、波形失真度、变换效率等方面远远超过指标要求，并且大大缓解

9、了数字部分的逻辑负担。设计中所选的器件均具有相当高的性价比，如MSP 430F169微控制器，IR F 540功率管，IR21094浮栅驱动器，对比传统的DSP 光伏逆变方案，本作品更经济简洁，实用性更强。 图1 自振荡D 类放大器电路仿真原理图 图2 2 自振荡自振荡D 类放大器电路仿真波形 光伏并网发电模拟装置 光伏并网发电模拟装置 全国一等奖 南京航空航天大学崔益军康传华张京雷 图3 总体电路框图 软件算法包括并网算法（采用P I 调节）、MPPT （实现最大功率点跟踪功能）、驱动电路算法（开关功率放大作用），以及软件保护算法（过流、欠压保护功能）。 二、理论分析与计算理论分析与计算 图

10、5 输出电压频率捕获电路 3.提高效率的方法 提高转化效率的重要途径是在电路设计中减少损耗。设计中发现，双极性控制的正弦脉宽调制（bipolar PWM ）跟单极性控制的正弦脉宽调制（unipolar PWM ），其功率管均以较高的开关频率工作。虽然得到了较理想的输出正弦电压波形，但频率越高，损耗越高。 为了很好地将频率和损耗综合考虑，我们采用HPWM （hybrid PWM ）控制。它仍然属于单极性控制方式，不同的是，工作时总是一个桥臂的两只功率管工作在高频，而另一个桥臂的两只功率管工作在低频。两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压波形；另外两只功率管以较低的输出

11、电压基波频率工作，从而很大程度减小了开关损耗，进而提高了效率。 4.滤波参数计算 为了保证滤波器的滤波效果，必须保证滤波器的转折频率远远大于基波频率，通常取滤波器的转折频率为基波频率510倍，开关频率也为转折频率的510倍。确定了滤波器的转折频率之后，只要在确定电感或电容的大小就能确定滤波器的参数。 输出滤波电容的选取 本设计中输出交流电压的频率为0f 为50H z，逆变器的开关频率为25KH z，滤波器的转折频率一般取为(510) 0f ，输出滤波电容f C 用来滤除输出电压0u 的高次谐波。为了减少输出功率的无功分量，一般选取cf I 0.2max o I 为宜，其中max o I 为满载

12、时的输出电流。 max 2o I A = 因此滤波电容f C 值应满足下式： max 0.22o f o o I C f U 由上式计算可得，输出低通滤波器的电容f C 值取小于90uF 。 输出滤波电感的选取 由上述分析的滤波器的转折频率为基波频率510倍，并在确定输出滤波电容的基础上，可以选择输出滤波电感L f 的值： 21 (2)f o f L Nf C = 其中，N 代表转折频率的倍数，一般取510。这里取N=10，综合电感体积等因素，确定电感f L 值约为2mH 。经SA BER 仿真和调试最终确定该输出低通滤波器的电容f C 值为40uF ，电感f L 值为300uH 。 三、电路

13、与程序设计 1.DC-AC 主回路与器件选择 主回路的核心芯片选择为T I 公司的TMS320F 2812，其工作频率可至150M H z，内建16路12.5MSPS 的12位ADC 和分辨率细至150p S 的16路HR PWM 模块，非常适合用作数字电源，电机控制等需要闭环控制和数字信号处理的场合，同时其内建的SP I,I2C ,CA N 接口也非常方便我们与外部器件通信。开关功率管选择为IR F 740A。 2.P I 控制算法 该设计中采用数字P I 调节器进行同频同相的跟踪控制。它是一种线性控制器，它根据给定值r(t)与实际输出值c(t)构成控制偏差： )()()(t c t r t

14、 e ?= 将偏差的比例（P ）和积分（I）通过线性组合构成控制量，对被控对象（频率或者相位）进行控制，其控制规律为： )(1 )()(0 + =t I p dt t e T t e K t u 其中u(t)为P I 控制器的输出，e(t)为P I 调节器的输入，Kp 为比例系数，Ti 为积分时间常数。简单说来，P I 控制器各校正环节的作用如下： 比例环节：即成比例的反映控制系统的偏差信号e(t)，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减少偏差。通常随着Kp 值的加大，闭环系统的超调量加大，系统响应速度加快，但是当Kp 增加到一定程度，系统会变得不稳定。 积分环节：主要用于消除静差，提高系

15、统的无差度。积分作用的强弱取决于积 分常数Ti ，Ti 越大，积分作用越弱，反之越强。通常在Kp 不变的情况下，Ti 越大，即积分作用越弱，闭环系统的超调量越小，系统的响应速度变慢。 3.保护电路 硬件保护电路是交直流电源的重要组成部分，本逆变器系统主要由输入欠压保护、输出过流保护组成。其基本原理类似，都是通过采样电路采样相应的信号量，在进行幅值上的衰减后与设定的阈值比较，超过此电压阈值就保护。具体保护电路如图6和图7所示，前一级对信号进行衰减，然后通过二极管检波电路，取得信号的峰值，与相应的阈值比较，产生保护信号。 图6 输出电流保护电路 图7 输入电压保护电路 四、测试方案与测试结果 1.

16、测试方案及测试条件 （1)测试仪器： 直流稳压电源（DF1731SD 2A ）、数字万用表（DT9202）、数字示波器（DS1052E） (2)测试主要方案： 最大功率点跟踪的测试：改变电源内阻以及负载，用万用表分别测试DC-AC 的输入端和 电源输出端电压，记录读数，计算是否满足MPPT。 频率跟踪和相位跟踪的测试：双踪示波器的两个通道分别接参考信号和输出信号，对参 考信号进行调节(45Hz 55Hz )，利用数字示波器读出各个频率点的输出频率，与输入进行比较；相位通过直接观察比较两路输入的波形。 DC-AC 变换器效率和失真度的测试：这一测试环节需要两个万用表和双踪示波器，万用 表串接入D

17、C-AC 的变换前后，测得I d 和I 01，注意后者是交流电。从示波器读出U d 和U 01，计算得到变换效率。 2.主要测试结果 表1 最大功率点跟踪相对偏差（绝对值） 序号 R S / R L / U S /V U d /V 变换效率 输出失真度 1 ?30 ?36 60.0 30.1 0.84 3.2% 2 ?36 ?36 60.0 30.2 0.85 3.5% 3 ?30 ?30 60.0 29.9 0.86 3.4% 表2 频率跟踪相对偏差 （f REF ：45Hz55Hz ） 序号 f REF/Hz f F/Hz |相对偏差| 1 49.40 49.80 0.8% 245.374

18、5.21 0.35% 3 54.8254.950.24% 3.测试结果分析 由表1、表2测试结果可见，基本要求以及发挥部分均达到所需指标： 1）具有最大功率点跟踪功能，在各种负载情况下U d均稳定在30V左右。 2）具有频率跟踪功能，相对误差50?负载电阻：50.8? 总结 (三)总结 题目要求输入有效值小于等于10m v，实际输入的有效值可以达到1m v，但在我们在现有的仪器条件下，信号幅度输出小时噪声大，造成输出波形噪声较大。放大器的增益最大可达70 dB，但超过70dB后放大器容易出现自激振荡，如改善电路加入补偿放大倍数还可提升。放大器最大输出幅度峰峰值达到了42V，在驱动50?负载时，

19、通频带带宽超过10M，带内失真小，但带内衰减较大，主要是由于最后一级功率放大高频特性限制，如果继续改善补偿电路，可将通频带内起伏控制在0.5dB内并且继续拓宽带宽。 宽带直流放大器宽带直流放大器（C 题） 全国一等奖 宜宾学院 岳琨 周俊 刘伟平 一、方案比较与论证 1.增益控制部分 方案一：用继电器或模拟开关构成电阻网络，由单片机控制以改变信号增益。这种方案存在的不足是使用模拟开关，其导通电阻较大，各通道信号会互相干扰，容易影响系统性能。而且电阻网络级数多，造成硬件电路复杂，且电阻网络的电阻选择也较为困难，很难做到高精度控制。 方案二：采用可编程放大器的思想，将输入的交流信号作为12位高速D

20、/A 转换器DAC902的基准电压，这时的D/A 作为一个程控衰减器。其输出12 2N REF D V Vout =，其中D N 为12位数字量输入的二进制值，可满足212 =4096挡增益调节，满足题目的精度要求。但是控制的数字量和最后的增益(dB )不成线性关系而是成指数关系，造成增益调节不均匀，精度下降。而且很难要实现10M H z 带宽。 方案三：由单片机、D/A 转换器和可编程增益放大器V CA820构成压控放大器。V CA820的增益（dB）与控制电压（V）成线性关系，因此可以很方便利用单片机通过对控制D/A 输出直流电压来控制V CA820的内部电阻衰减网络，实现增益调节，精度较

21、高。其外围元件少，电路简单，由于V CA820带宽最大能达到150M H z，增益范围40dB ，增益精度在0.5dB,通过两级级联的方式，可精确实现增益控制在70dB 的范围内调节。所以设计采用该方案。 2.后级放大电路 方案一：为了达到题目发挥部分要求输出10V 有效值，可以采用单片高压集成宽带运算放大器T H S3001HV ，提供较高的输出电压,再利用两片B UF 634进行扩流输出,以满足负载要求。该方案电路较简单，容易调试，能够满足本题要求。 方案二：使用分立元件搭建后级放大器。使用分立元件设计困难，调试繁琐，但可以通过计算和仿真得到合适的输入输出阻抗，并降低后级放大器制作成本，提

22、高性价比，因此该设计中采用本方案。 整个系统框图如图1-1所示。 二、理论分析与参数计算 1.带宽增益积 增益控制部分采用V CA820典型接法中通频带最宽的一种，通频带为150M H z，增益为20+20dB ，输入控制电压V G 为02V 。使用两级串联，利用V CA820有可控衰减特性，固定放大20dB ，增益范围是-20+60dB ，满足题目要求。由于两级放大电路幅频响应曲线相同，所以当两级V CA820串联后，带宽会有所下降，串联前各级带宽为150M H z 左右，两级放大电路串联后总的3dB 带宽对应着单级放大电路1.5dB 带宽，根据幅频响应曲线可得出级联后的3dB 总带宽为10

23、0M H z。 假如要实现发挥部分的最大输出电压有效值大于等于10V 的要求，即输出电压峰峰值 V V ppMin 2.282102=，为得到最大输出电压,则后级放大至少要有4倍。V CA820的最 大输出电压有效值约为2.5V 。但是V CA820在输出电压过大时，波形会有失真。为了实现输出不失真，同时尽量扩大输出电压，把V CA820最大输出电压的峰峰值为定为4V 左右，则放大倍数)(02.171.74 2 .28dB A = （倍）。故后级需要放大7.1倍，即17.02 dB 。前级放大芯 片选用O PA 690，其增益带宽积为500M H z，放大4倍，则125M H z 以上的信号均

24、衰减。后级放大芯片选用420M H z 带宽电流反馈型运算放大器T H S3001HV ，当增益为17.02dB 时，其带宽仍超过300M H z，由以上分析可知整个系统满足题目对带宽的要求。 2.通频带内增益起伏控制 本系统由多级放大单元构成，为了满足题目对通频带内增益起伏控制，设计中均选用高速、宽带运放，使其0.5dB 带宽均超过题目要求，经测试发现，VCA820随增益增大的时，带宽略有下降，因此我们在滤波级通过补偿，使信号在通频带内的增益更加平坦，并调整反馈电阻使其在通频带内增益起伏降至最低。 3.线性相位 为了使系统在整个通频带内实现线性相位，在设计中严格按照阻抗匹配原则，使其负载呈纯

25、阻性，构建闭路环。在输入级，将整个运放用较粗的地线包围，可吸收高频信号减少噪声。各个集成电路均加有退耦电容，减小寄生电感电容的影响。 4.抑制直流零点漂移 由于集成运算放大器本身带有输入失调电压，经过高增益放大，使其输出失调电压变得很大。为了抑制直流零点漂移，参考器件手册，我们选用了附录一中所示的参考的电路，分 别对两级V CA820输入端VIN -与反馈端F B 分别通过一个?K 10的精密可调电位器输入/输出级失调电压进行调节。 5.放大器稳定性 系统总的增益为060dB ，前级输入缓冲和增益控制部分增益最大可达60dB ，因此抗干扰措施必须要做得很好才能避免自激和减少噪声。我们采用下述方

26、法减少干扰，避免自激，提高放大器的稳定性： 1.构建闭路环。严格按信号走向布线，在输入级，将整个运放用较粗的地线包围，缩短地线回路，并可吸收高频信号减少噪声。在功率级也采用此方法，能有效地避免高频辐射；在增益控制部分和后级功率放大部分也都采用了此方法。 2.使用同轴电缆，输入级和输出级使用BNC 接头。 3.各部分摆放位置按照信号走向放置，减小板与板之间的连接线长度， 实践证明,电路的抗干扰措施比较好，在整个通频带范围和整个增益范围内都没有自激，工作稳定。 三、系统各模块电路的设计 1.输入缓冲和增益控制部分 由于前级电路对整个电路的噪声影响非常大，为了提高信噪比。前端采用高速低噪声电压反馈型

27、运放O PA 690作前级跟随，为了抑制前端输入的干扰信号这里放大4倍，125M H z 以上的信号被衰减。 输入端口由同轴电缆连接，以防自激。电容电阻均采用贴片封装，使得输入级连线尽可能短。电路图如附录二所示。 2.后级驱动电路 为了保证该直流宽带放大器的负载能力满足题目要求。鉴于运算放大器T H S3001HV 自身负载能力的限制，该电路选用T H S3001HV 配合高功率对管2N2219A （N P N 型）和2N2905（P N P 型）（两功率管特征频率MHz f T 300=,功率耗损W PD 8.0=）搭建电压串联负反馈同相放 大电路。如图3-3所示，前级由T H S3001H

28、V 组成的同相放大器，放大倍数4 3 1R R A V + =；后级选用功率对管构成乙类功率推挽输出形式提供负载驱动电流。经过实验测试，通频带大于10M H z，且带内平坦，通频带内不平坦度小于0.1dB ；空载时可对DC 到10M H z 范围内，峰-峰值为30V 的正弦信号无失真输出，输出端接50?负载时，无失真的最大输出电压峰-峰值超过28V ，并且在整个带宽范围内无明显失真，以上各指标均达到和超过了题目要求。电路图如图3-1所示。 Vv 图 3-1 后级驱动电路 4.低通滤波部分 为了满足对题目带宽的要求，设计了多个低通滤波器串联增加系衰减陡降，电路原理图如图3-2所示，利用单片机通过

29、对继电器控制进行不同带宽之间的切换，选择二阶KR C 滤波器与一级LC 带阻串联，令R 2=R 3=R 和C 1=C 2=C，则前级截止频率计算公式： RC f 21 = 3-4-1 带内增益： 4 5 1R R K + = 3-4-2 由式3-4-1可知，通过更改R 的值改变带宽，调节精密可调电位器R5更改带内增益，通过改变L 大小改变谐振点，改变陷波点位置。调整经测试5M H z、10M H z 带宽均满足题目要求，并且在带宽范围内相位线性好。 VIN 图 3-2 低通滤波电路 5.控制部分 本设计中控制电路采用MSP 430F 247单片机为控制核心，通过键盘实现增益和带宽预置，根据预置

30、的增益数控制12位D/A 芯片TL V5619输出对应的直流电压控制V CA820的放大增益，根据选择的增益带宽控制继电器选通不同的滤波器，实现不同带宽选择，同时将预置结果送LCD 显示。硬件框图见附录三。 四、软件设计 由于本系统中单片机只起控制增益和显示的作用，所以软件设计比较简单。启动后进入增益控制界面，可以通过按键调节增益，步进1dB ，还可以通过菜单切换带宽并在增益控制界面上显示。软件流程图见附录四。 五、测试方案与测试结果 1.测试工具 高频信号发生器SG-5150、40M H z 模拟示波器YB4340C。三位半数字万用表V C9808+。 2.测试方法与数据 （1）输入阻抗测试

31、 在输入端串接?50电阻，测量输入端电压峰峰值，通过计算可测得输出阻抗。 结果分析：经过测量，在不同带宽范围内均满足输入阻抗?50，满足题目要求。 （2）幅频特性测试 设置增益40dB ，Vin p-p =3mV ，观察示波器测试信号源的频率及步进，并记录电压峰值。 表4-3 幅频特性测试（5MHz 带宽） 频率（KHz ） 1 2 4 6 10 20 100 500 1000 2000 3000 4000 5000 Vout p-p (mV) 310 312 320 315 310 315 312 310 305 317 308 289 217 表4-3 幅频特性测试（10MHz 带宽） 频

32、率（MHz ） 0.1 0.5 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 Vout p-p (mV) 308 319 318 317 320 313 314 313 310 319 286 210 结果分析：由上表可看出，选择5M H z 带宽档时，3dB 带宽为05M H z，在04M H z 通频 带内增益起伏0.8dB ；选择10M H z 带宽档时，3dB 带宽为010M H z，在09M H z 通频带内增益起伏0.8dB 。满足设计基本及发挥部分的要求。 （3）最大有效值输出 设置增益 V A =60dB ，调节使输出最大且不失真。 表4-4 最大有效值输出（5MHz 带宽） 频率

33、（KHz ） 1 2 5 100 500 1000 2000 3000 4000 5000 Vout p-pRMS (V) 10.82 10.70 10.61 10.21 10.33 10.47 10.50 10.27 10.35 10.21 表4-5 最大有效值输出（10MHz 带宽） 频率（KHz ） 1 500 1000 2000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 10000 Vout p-pRMS (V) 10.81 10.75 10.65 10.55 10.70 10.32 10.35 10.37 10.25 10.33 10.50 结果分析：在输出信号不失

34、真的情况下，通频带内最大输出电压有效值大于10.00V ，满足并超过设计基本及发挥部分的要求。 （4）输出噪声测试 输入交流短路，增益调为60dB ，测得输出电压峰峰值为200mV ，满足发挥部分要求。 （5）增益步进测试 通过键盘调节增益，通过示波器测量输出电压峰峰值。 表4-5 5dB 增益步进测试（5MHz 带宽,f=500KHz, Vin p-p =3mV ） 预设增 益 （dB ） 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Vout p-p (mV) 2.9 5.2 10.2 1 6.7 32.0 52.1 95.1 173.2 309.1 550.2

35、 1048 1780 310 0 实际增 益 （dB ） -0.3 4.7 10.6 14.9 20.5 24.7 30.1 35.2 40.2 570. 2 50.8 55.5 60.3 误差（dB ） 0.3 0. 3 0.6 0.1 0.5 0.3 0.1 0.2 0.2 0.5 0.8 0.5 0.3 表4-5 5dB 增益步进测试（10MHz 带宽,f=500KHz, Vin p-p =3mV ） 预设增 益 （dB ） 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Vout p-p (mV) 2.8 5.9 10.4 15.7 32.5 52.5 94.

36、7 180.6 315.5 570.2 1042 1800 320 0 实际增 益 （dB ） -0.6 5.8 10.7 14.4 20.6 24.8 29. 9 35.6 40.4 45.5 50.8 55.6 60.5 误差（dB ） 0.6 0. 8 0.7 0.6 0.6 0.8 0.1 0.6 0.4 0.5 0.8 0.6 0.5 结果分析：增益值0dB 70dB 可调，程控步进间隔5dB 。并且增益预置值与实测误差的最大绝对值为0.8dB ，不同带宽范围内均满足并超过设计基本及发挥部分的要求。 （7）功能测试 （8）误差分析 我们测量的误差主要来源是电磁干扰，由于测试场地有许多

37、电脑和仪器使用开关电源，电磁噪声很大，放大与增益控制电路采用的同轴电缆屏蔽效果并不好，所以测量输入端短路的噪声电压时随输入短接方式不同而有很大的误差。并且仪表精度不够高，人为读数存在误差，测量的数据达不到理论计算值，但是我们通过多次测量取平均把误差降低到最小。 六、总体结论 综合上述各部分的测试结果：本设计圆满地完成了题目基本部分的要求，还较好地完成了题目发挥部分的要求，提高了输出电压幅度。各种去耦和降噪措施的综合应用保证放大器稳定工作并且降低了噪声如果能对输出增益进行进一步实测校正或者使用性能更好的器件，还可以进一步提高指标。 七、附录 1.失调电压调节电路 2. 程控放大电路 无线环境监测

38、无线环境监测（D 题） 全国一等奖 华中科技大学 郑欢 张潇雨 黄永侃 由于本系统需要较高的效率、较大的发射功率，而NEC 公司的三极管2SC3355性能优良，比74HC34X 更节省功耗，所以采用选择方案三。 通信协议方案选择 通信协议十分重要，有以下方案： 方案一：由探测节点主动发起传输，监测终端收集探测节点发送的信息，信息的转发由节点互相协商完成。这种通信带宽利用率高，节点可以根据需要休眠，消耗电流很低。但是软硬件都比较复杂。 方案二：由监测终端发起所有的传输过程，依次轮询每一个可能的节点编号来收集信息，信息的转发由监测终端主动发送命令给节点来启动。这种方案软硬件简单， 工作可靠。但节点

39、数目增长后探测延时也线性增长。节点无法休眠，电流很大。 方案三：由监测终端发起一次信息同步传输，所有的节点根据自己的编号在不同的时隙发送信息。中继由节点自行搜索判断。这种方案硬件比较简单，监测终端只负责同 步，通信带宽利用率高于方案二，并且节点可以根据自己的编号来休眠，电流比较 小，可以支持题目要求的255个节点要求。 权衡考虑软硬件复杂度和实际效果，我们选择方案三。 总方案确定 图1 系统整体方案框图 综合考虑，最终采用MSP430F5438作为终端和节点的主控芯片，光照探测由光敏电阻来实现，温度可有MSP430内部自带的温度传感器得到。数据的调制、接收采用串口通信。使用I/O 口来控制天线

40、的收发模式。 二 理论分析与计算 发射机电路分析与设计 考虑到在短波段，有现成的固定频率的谐振器，滤波器以及中周，如5.5M ，6.5M ，10.7M 。为了方便使用标准10.7MHZ 的中频器件，所以选取10.7M 频点。 本地振荡采用10.7M 谐振器以及74HC00构成的皮尔斯振荡器，同时通过门级电路还可以增大对后级丙放的驱动功率，而串口也可以通过与非门来调制信号。 实际测量5圈，直径为3.4cm 的线圈，在10.7MHZ 下测量得到电感量为1.553uH ，Q 值为156。因为l Q r ?=，所以在10.7MHZ 时的损耗电阻为66210.710 1.55310156 l r Q ?

41、=，得到 0.669r =?，所以在并联谐振下等效电阻为216.3K p R Q r =?。由于发射功率在负载匹 配的时候发射效率最高，所以在发射终端需要做负载匹配。 开关状态功放输入输出匹配 图2 c3355开关状态功放 为了降低功耗，所以在节点上采用高效率的开关状态功放，而终端也可以使用戊类放大。设定输出功率为0.1W 。 首先计算 C3355 的输出阻抗，假设 C3355的输出功率为0.1W ，根据功放的最佳负载计算得到，我们的电源电压为CC V =3V ，设CE V =0.1V ，输出功率O P =0.1W ，计算得出最佳输出电阻为2 2 ()(30.1)42220.1 CC CE O

42、 V V R P ?=， 由于从C3355的datasheet 上 则三极管的输出得到集电极的输出电容，故假设输出电容是15p ，阻抗可等效为一个 42的电阻与一个 15pF 左右的电容并联。 然后进行初步的阻抗匹配以及滤波，为了便于后级匹配，集电极馈电线圈兼作为输出的谐振回路，抵消输出电容的影响，当馈电电感太小时，电感的Q 值比较低，损耗比较大，但是馈电电感比较大时，由于高频功率管在低频时的增益非常大，又容易产生低频振荡，综合考虑，取馈电电感为10uH ，此时所需的谐振电容为22.12pF ，所以还需要在集电极到地接入一个(22.12-10)pF 的电容，为了便于调谐，我们采用了一只 5/3

43、5pF 的可调电容，经过这样后，三极管输出为42的纯阻，然后经过一个4216.3K 的三阶低通滤波器实现阻抗变换，并且使输出波形平滑（滤掉载波的高次谐波），这个低通滤波的设计借助于filtersolution 软件，仿真电路详见于附录。 由于在输出端接了一个100nf 的隔直电容，这会使得输出不再是42的纯阻，所以经过PSPICE 仿真，进行校准，得到最终的具体参数。仿真效果见附录。 接收机解调电路分析 由于本系统采用的是OOK 调制，所以采用灵敏度高的倍压检波。当终端与节点距离较远时，天线上耦合得到的信号非常小，为了提高接收灵敏度，所以使用了两级放大，从而在距离较远的时候也能正常检测到信号。

44、考虑到在近距离时，所以在天线线圈接收处加上限幅电路，而且在第一级放大之后也加上限幅电路。这样就保证了在近距离和远距离时都能够接收到较好的信号。但是实际上由于在很远的时候接收到的信号还是很小，这样就导致了随着距离的远近需要改变比较器的参考电平，因此采用一个RC 积分保持电路，将RC 的值取大，使得能检测到最大的峰值，然后分压就可以得到包络检波后峰值电压的一半，这样就实现了自适应比较，使得接收经比较器输出的波形占空比基本保持不变，从而在远距离时串口依然能够正确识别信号。 为了实现天线的复用，使用一个开关电路来切换收发模式，这个开关电路使用单片机I/O 口来控制高速二极管的导通与关断来实现切换的。

45、通信协议分析与设计 通信协议采用的是终端发起同步传输，各个节点根据终端的同步信息同步自己的时钟， 然后在自己编号所分配的时隙内依次传输。 信息的交换采用帧交换，每个帧由四个字节组成，结构如下图示。每一次发送或者接收都是以帧为单位。其中数据直接的低七位表示0-100度的温度，最高位表示光照的有无，1为有，0为无。 整个通信过程如下图示，终端不断发起同步传输，每个同步传输分为信息同步发送和中继同步发送两个阶段。信息同步发送阶段收到终端同步信号的节点在分配 给自己的时隙发送数据。中继同步阶段没有收到终端同步信号的节点收到相邻节点回复给终端的信息后，在本阶段自己的时隙内发送中继请求，目的ID 为监听到

46、的节点中的任意一个，由选中的节点在下一个信息同步发送阶 发送 图3 数据帧格式 协议的性能可以通过分析两个节点的情况来得到，因为多个节点所消耗的时间和两个节点消耗的时间是一样的。假设终端为X ，两个节点A 和B ，A 为转发节点，B 为被转发节点。性能最好的情况为B 发送中继请求之前改变了数据，然后随即通过中继发送数据给了A ，A 在下一个信息同步发送阶段代替B 发送给终端，那么延时为半个同步传输周期。性能最坏的情况为B 发送中继请求之后改变了数据，然后等到第二轮同步传输 的中继发送阶段发送给A 节点，最后在第三轮同步传输的信息发送阶段A 节点代 替B 发送给终端。延时为一个半 周期。 为了克

47、服各个节点定时不够精确的问题，需在每个帧之间加入保护间隔，在本协议中设计为发送一个字节的时间。即发送一帧数据需要五个字节的时间。因此可 以计算得到满足要求最低的波特率。按照最坏情况计算，一共需要256*3个时隙，每个时隙由5个字节之间，每个字节10个位，所以波特率要大于2563510 76805 bps =。这里为了留出余量设置 为9600bps 。 三 电路设计与软件设计 发射电路分析与设计 图4 发射电路 选用74HC00，可在3V 电压下工作，74HC00实现了10.7MHZ 的载波产生，信号调制，功放驱动为一体。 功放激励输入是方波，所以功放是工作在开关状态。功放的额定输出功率是0.1

48、W 。参数设计详见于理论分析与计算。 接收电路设计 图5 接收电路 接收机的前端采用了限幅电路，一个很小的电容（22pF）后面接两个方向相反的二极管到地。这样就保证了在收发天线很近的时候，接收到的电压被限制在0.25V（1N60的压降，经过后级的谐振放大，再限幅，再放大之后信号强度比较大，这时就能很好的进行包络建波。 有些时候当放大倍数太大的时候，电路会出现自激，适当旋转中周，将调谐回路失谐，或者在谐振回路上并联一个10K的电阻就可以消除自激了。 控制收发的开关电路是有两个反向串联的1N4148和一个4.7mH电感串联一个5.6K电阻到单片机的I/O口。 工作流程图 监测终端的软件重要任务就是

49、发送同步信号，等待探测节点返回的数据，并在液晶上显示出来。探测节点的任务是定时采集数据，并在收到同步信号或者监测到其它节点的时候发送数据，并在收到中继请求后提供中继服务。软件流程图如下： 五测试方法与数据 测试方法和过程 下列测试均在终端5V供电，节点两节干电池供电，室温26。 终端节点通信距离测试。 终端，节点放置在同一水平面，在保证两天线对准的情况下，将距离分别设为1cm，9cm。将节点A和B分别放在终端两侧，距离为10cm，测试温度，光照，编码预置功能。测试结果如下： 均有预置编码的功能，探测延时 ，隐含了对效率的要求，当E s=10V 时，根据最大功率 传输定理，充电器能获得的最大功率

50、是0.25W，? ? 1.1006.310V V I c 63.7m A，要达到这个指标，系统的效率要大于92.07%，所以同步整流技术的使用是必须的，而且控制监控部分的功耗不得高于10m W；同时，为了降低磁心损耗，单片机给的PWM 频率要尽量的低，我们选定为20KH z；但当E s 增大时，对系统的效率要求降低，当E s =20V 时，只要效率有60%就能达到题目要求。 2、单端反激变压器的设计与计算 因为同步整流技术只能当电感工作于连续模式时才能发挥作用，但考虑到E s 在10V 20V 内变化时，输出电流会很小50m A 240m A，要使变压器工作于连续模式所需电感量很大，会使成本和

51、体积都增大，同时，绕线长度增加铜损也会增大；综合考虑，我们把电感临界电流点I o c 设在400m A 处，当输出电流I o I o c 时，使能同步整流。变压器设计如下： 根据题意，充电器输出最大功率P out =3.2 W ,且I o c =400m A ,在本电路中选用TD K 磁心P Q 2625（具体参数计算参见附录一），f =20KH z 时其最大传输功率15W。 计算初级电感 uH H P T D V L in in c 1086.34.02105065.06.32622(min) 2min 2(max)= ? 计算初级绕组匝数 1.905 .11018.14.010*.0106

52、 48 =?F A L l N c p g p （匝） 实取Np=10（匝）。 初级与次级的匝比选为1：1.2，则次级匝数 122.1=p s N N （匝） 为了降低趋肤损耗，实际绕制时选用0.4 mm 线径，四股并绕。 三、电路与程序设计电路与程序设计： 2.主电路的设计与参数设计 图6. 主电路原理图 如图6，主电路原理图采用单端反激拓扑，TPS 2836是具有同步整流功能的PWM 驱动芯片，其静态功耗为2m A，能3.6V 供电，最大驱动电流2A。IR F 7822是增强型N 沟道M O S 管，导通电阻5.5m ?,损耗小，最大漏源电流I DS =20A，完全能满足题目要求。 图6中

53、TPS 2836的1脚是PWM 波的输入端，经内部反相分别从5脚和6脚输出两路反相的PWM 信号驱动IR F 7822，电阻R 1和R 2是起缓冲作用，防止驱动的电压尖峰击穿M O S 管。3脚DT 端用作同步整流使能，低电平有效；当充电器输出电流小于400 m A 时，单片机将3脚置高，不使能同步整流，5脚输出低电平，IR F 7822截止，肖特基二极管1N5819工作；相反，当输出电流大于400 m A 时，3脚置低，使能同步整流，5脚输出PWM 波，IR F 7822正常工作。 3.启动电路设计与参数设计 题目要求尽量低的Es 能启动充电器，如图7，使用升压芯片TPS 61202能够 在

54、E s =0.5 V 输入的情况下，稳定输出5 V 给控制电路供电，保证系统低电压空载启动。当输入电压大于3.6 V 时，单片机控制继电器导通，TPS 61202不工作，控制及监测电路由充电器输出3.6 V 供电。但遗憾的是由于时间原因，启动电路没能做出来，所以我们的作品没有空载自启动的功能。 图 7. 启动电路原理图 3、监控及控制电路的设计 根据题目要在E s=10V 20V 时达到I c 大于 c s c s R R E E +?的要求，可得出监测和控制电路的功 耗最大不能超过10m W。由此，我们选择T I 的超低功耗单片机MSP 430F 4794作为控制核心，其3.3V 时的静态电

55、流为280uA，4M 外部高速晶振下程序正常运行时的电流为1.3m A，且其内部具有3路32倍信号放大能力的16位A/D，具有多路PWM 波输出，完全满足本题最大输出电流追踪的要求。同时，单片机的绝大部分时间都工作在低功耗模式，以降低功耗，并由内部定时器每隔一段时间低功耗唤醒一次，调节输出电流。其间隙低功耗时间在0.1s 到5s 范围内任意可调。 图8为整体的软件流程图。当主功率电路开始工作的时候，控制电路先通过大范围的占空比变化，比较对应电流的大小，实现初步判断最大输出电流所处区域，一旦锁定区域后，然后在此区域调节，以找到最大电流点，当输入电压变化时，单片机会自动调节占空比以跟踪最大电流。

56、流程图说明： 程序初始化时，占空比设为50%，占空比变化的初始状态设为递增方式，间隙时间为5s 。进入主循环中，先测量输出电流，当输出小于1m A 时，单片机输出固定50%的占空比，大于1m A 时，判断并设置电路工作在升压还是降压模式，并在输出电流大于400m A 时，使能TPS 2836的同步端，开启同步整流。 图8.软件流程图 结果及分析： 测试方法、结果及分析 四、测试方法 1、测试仪器： 1） M Y-65型四位半万用表2）H G6333直流稳压电源 3） TDS1012B型数字示波器 4） FLUC K189五位半万用表5）B X7-14型变阻器 2、测试方案： 在本作品的测试中，

57、可充电池中的3.6V电动势是由H G6333直流稳压电源提供，Rd是1 个20W,10的水泥电阻，用于放电。如右图9所示： 图 9.测试方案 3、测试数据： 测试条件：（R s =100?,E s =10V 20V ，E s=3.61V） 直流输入电压(E s ) 10001V 12.514V 14.999V 17.518V 19.998V 直流输出电流(I c) 59m A 94m A 135m A 184m A 235m A (E s -E c)/(R c +R s ) 63.84m A 74.70m A 113m A 138m A 163m A 表1. 电路测试结果 测试条件：（R s=

58、1?,E s=1.2V 3.6V ，E s=3.61V） 表2. 电路测试结果2 测试条件：（R s =100?,E s E S 10V ,R S =100?时，根据题目要求，I C 必须要大于E s =10V 时对应的 (E S -E C )/(R S +R C )，即 I C 63.93m A，则20.1230.5mW c c c Pout E I I +=。同时从电源得到的最大功率P in =2/(4)c s E R =250m W ,可知效率230.5/250=92.2%。要实现如此高的效率最好在反激拓扑中使用使用驱动损耗小的驱动芯片和开关损耗小的MOS 管，在小电流时，肖特基二极管的

59、压降很小。所以选择导通压降小的肖特基二极管1N 5822。用T PS2818做驱动，开关管选择I R F7807，I R F7807的C iss =770pF,C rss =100pF ，R ds =13.5m ?，开关频率选择20KHz,这样可以使驱动损耗、开关导通损耗和开关损耗都比较低。 根据本题的任务可知，需要用单片机来采集和控制各种信号，又由于监测电路工作在间歇模式，不需要实时反馈。如果使用PWM 芯片实时反馈,还不如直接用单片机直接产生PWM 信号,就可以省去PWM 芯片的功耗。本作品选用可以在1.8V 3.6V 工作，静态电流250A 的MSP 430单片机。 驱动和检测电路的总功

60、耗大约为8m W。根据反激电路的特点，当电源提供的最大连续功率小于45W 时，PWM 在90%和10%之间跳变切换，周期为1s ,实现间歇充电。 启动电路：低压启动可以用三 极管振荡升压来实现，电路如图五所示，利用磁环的自饱和特性实现振荡，R5为限流电阻，给基极提供初始偏置，电路能在0.7V 工作。默认电路为使能状态，当反激电路正常工作以后，由反激输出为单片机供电，这时可以由单片 机将使能关掉。 图五 启动电路 3、电路与程序设计电路与程序设计： 硬件电路设计硬件电路设计 主电路的设计：设定开关频率为20KHz,比较适合单片机的工作频率，选用 I R F7807做为开关管。 根据题目要求，本设