现代检测技术及仪器-信号调理与集成调理器件-2016

第二讲发展中的传感器技术2.3传感器信号调理与集成调理器件2.3.1

概述信号调理(signalconditioning)操作信号，将其转换成适合后续单元电路使用的信号。重要性实现传感器的灵敏度、线性度、输出阻抗、失调、漂移、时延等性能参数指标的关键环节。涉及的信号与电路类型模拟信号、数字信号。相应电路有模拟电路和数字电路，以模拟电路居多，承担了数据域变换任务。数字系统对信号的要求数字测量系统除了要求传感器输出信号(包括电压、动态范围、信号源内阻、带宽等参数指标)适合于转换为离散数据流外，还需满足模拟传感器与数字DAQS之间的接口要求，包括：信号隔离、信号的预处理、去除无用信号。2.3.2

信号调理电路的设计原则1）保证传感器的性能指标调理电路应有特点:精度高、反应快，可调、可靠和经济性强。(1)准确度(精度)

足够精度是准确测量的基础。为满足要求，电路应有下列性能：①低噪声与高抗干扰能力对前置放大有要求；②低漂移、高稳定性；③合适的通频带不失真；④线性；⑤输入与输出阻抗合适输入阻抗与前级输出的匹配(2)响应速度

实时动态检测要求传感器电路的频率特性良好、响应快。(3)可调整性

能以同一电路适应不同的同类传感器，即要求电路的量程或增益可调，且可调范围大、操作方便；同时希望电路有简单的数据处理功能。1）保证传感器的性能指标(4)可靠性

传感器电路的可靠性必须满足使用要求。电路可靠性的基础是元器件的可靠性。元器件可靠性相同的情况下，电路元器件越多可靠性越低，因此，简化电路结构是提高可靠性的有效办法。(5)经济性

在满足性能要求的前提下，尽可能地简化电路，合理设计电路和选用元器件，以获得好的性价比。(6)低功耗传感器电路是实现低功耗的一个重要环节。2.3.2

信号调理电路的设计原则2）根据传感器输出参量类型进行信号转换(1)电阻型

敏感元件将被测量转换为电阻变化。如温度传感器的铂电阻，热敏电阻；电阻应变式传感器的应变片。电路的作用：将电阻变化转换为易测的电参数，且需解决影响电阻测量准确性的问题。如电桥将电阻变换成电压或电流输出；振荡电路将电阻变化转成频率。(2)电容型

敏感元件将被测量转换为电容变化。如电容式线位移、角位移传感器；电容式液位计等。电路的作用：将电容量的变化转换为易于处理的电压或电流信号，或通过振荡电路转换成频率信号。2.3.2

信号调理电路的设计原则2）根据传感器输出参量类型进行信号转换(3)电感型

敏感元件将被测量转换为电感量的变化。如电感式线位移、角位移传感器，电感式压力传感器。电路的作用：将被测量变化引起的电感量变化变换为易处理的信号形式，如采用电感电桥将电感变化变换成电流或电压变化；用振荡电路将电感变化转换成频率变化。(4)互感型

敏感元件将被测量转换为互感的变化。如差动变压器式传感器，电涡流式传感器等。电路的作用：将互感量或互感电势的变化，转换为易于处理的压或电流变化，也可将互感变化引起的电感量变化转换为电压、电流或频率变化。2）根据传感器输出参量类型进行信号转换(5)电压

(电势)型

敏感元件将被测量转换为电压或电势变化。如热电偶等。电路的作用：将弱电压(电势)变化转为较强电压或电流变化(6)电流型

敏感元件将被测量转为电流变化，如光敏二极管等电路的作用：将由传感器输出的微弱电流进行放大，变换成较强的电压或电流。(7)电荷型

敏感元件将被测量转换成输出电荷的变化。如压电式传感器，红外热释电元件等。电路的作用：将电荷变化转换为较强电压或电流输出，这种电路通常称之为电荷放大器。2）根据传感器输出参量类型进行信号转换(8)脉冲(数字)型

传感器将被测量转换成脉冲序列或数字信号。其输出的数字信号分三类：①增量码信号：特点是被测量与传感器输出信号的变化周期数成正比，即输出量值大小由信号变化的周期数的增量决定。如光栅、磁栅等测位移的传感器。②绝对码信号：一种与被测对象状态相对应的信号。如码盘，每一个角度方位对应于一组编码，这种编码称绝对码。绝对码信号抗干扰能力很强。③开关信号：只有0和1两个状态，可视为绝对码只有一位编码时的特例。如行程开关、光电开关的输出信号。电路的作用：对脉冲序列输出进行脉冲计数，并转换成所需信号形式；对编码信号输出，将其转换成相应数字信号。3）信号调理电路与敏感、转换元件输出阻抗匹配敏感或转换元件的输出阻抗大小决定电路结构形式。(1)高输出阻抗型

敏感元件输出信号微弱、输出阻抗高，如压电元件，其输出阻抗高达108Ω以上。电路的作用：一是吸收信号源的输出并进行一定的形式变换和放大，将信号变换成电路易处理的形式；二是阻抗变换，将高输出阻抗变换成低输出阻抗。要求有高输入阻抗和尽可能低的输出阻抗，以及低噪声、低漂移和抗干扰能力强。(2)低输出阻抗型

传感器的输出阻抗较低，输出信号形式多种多样。后接电路的作用：一般将信号不失真地变换成较强的电压或电流信号，增强信号输出的稳定性、抗干扰能力等。4）传感器电路的设计方法设计方法因人而异，有各种具体的实施路径。通常的设计方法和内容如下：(1)提出设计任务

根据传感器类型及输出特性、后续电路输入要求和使用环境等，提出和确定传感器电路需实现的功能和应达到的技术指标，如信号变换功能、放大倍数、准确度、动特性、稳定性和可靠性等定量技术指标。(2)确定电路结构形式

根据对电路性能指标的要求确定电路的结构形式，如单端输入或差动输入等。设计时，一般先定主电路部分，再定附加功能电路，画出方框图，具体设计各框的具体内容。4）传感器电路的设计方法

(3)误差分配根据电路总准确度，对电路各部分进行误差分配的原则：按实现准确度高低难易程度和成本分配，易实现准确度高的部分，误差分配得小；难实现或能实现准确度高但使成本很高的部分，误差分配得大。误差分配之后，进行误差综合，使其不超过总误差要求。

(4)参数估算

完成结构设计和误差分配后，需对各组成部分进行电路参数估算，如放大倍数、需要的元器件参数等，对元器件提出确切的定量性能指标要求。4）传感器电路的设计方法(5)抗电磁干扰和温度干扰设计

为提高电路的可靠性和稳定性，在电路中要有抗电磁干扰措施和抗环境温度变化的措施。(6)选择元器件

根据电路参数估算和总体性能指标要求，选择各部分电路的元器件包括规格型号、级别、生产厂家等。(7)电路组装与调试其方法可由前向后、也可由后向前。不管哪种方法，均应分级进行，一部分无误、工作正常后，再接一部分，这样做便于发现问题及时纠正、以提高工作效率。4）传感器电路的设计方法(8)性能测试与分析

性能测试要取得足够进行统计分析的数据。性能测试的条件要模拟实际的使用环境或进行环境例行实验(如高温、低温，电磁干扰、振动等)。对测试结果进行性能指标分析并与设计指标进行比较。(9)电路改进

对没有完全达到设计要求的电路，需进行相应改进。改进后的电路还要进行性能测试和分析，直到达到要求为止。(10)工艺定型

对已达到设计要求的电路，要设计PCB图、制作电路板，组装元器件，制作成可供实际使用的电路板。2.3.3

测量电桥

1）基本电桥很多情况下惠斯通电桥被用来测电阻值的微弱变化量。采用恒压供电，其输出电压可有效反映桥臂电阻变化。一般，uO含非线性分量，非线性误差随桥臂电阻变化量增大而增加。对于半等臂桥(R1=R2,R3=R4)或等臂桥(R1=R2=R3=R4)，差动半桥(∆R1=-∆R2)或差动全桥(∆R1=-∆R2,

∆R3=-∆R4)的uO不含非线性输出。对于单臂工作的等臂桥:；非线性误差：对于差动电桥，灵敏度正比于变化的电阻个数，并且理想情况下无非线性。2)恒流源电桥电桥采用恒流源供电时，相同情况下(即初始供桥电压不变)，灵敏度与恒压源电桥相同，差动半桥与差动全桥也无非线性误差，但对于单臂桥，非线性误差降低一倍。恒流源单臂电桥的输出电压与非线性误差分别为：和为减少单臂桥、非等臂桥或非差动桥的非线性，电阻相对变化量不宜过大，即电桥灵敏度不宜过大。3)电桥灵敏度

指电桥输出电压最大预期变化与激励电压之比。若UB=10V，电桥满度输出10mV,则灵敏度为1mV/V;1～10mV/V为典型值。相同电桥灵敏度下，提高电桥的激励电压能提高电桥的输出，但会增大功耗并可能引起电阻的自热误差。

5）电桥输出的线性化处理用基本电桥测单电阻的变化时存在非线性误差。改用如右上图所示有源电桥，理论上可消除电桥的非线性。该电桥的输出为：可见，电桥增益是普通单臂桥的两倍，且即使ΔR值很大，输出仍呈线性。由于输出信号很小，通常要后接第二个放大器。另外此电路中放大器需双电源。若基本电桥中有两个变化相同的电阻，则其灵敏度比单臂桥大一倍。但电阻变化的方向相同使其非线性误差也大一倍。用右下图电路，理论上不存在非线性，电桥输出电压为：该电路适用于不能实现差动的情况。6）降低引线电阻对电桥的影响一般电阻桥正常工作时的电阻变化很小，若电桥、电阻引线很长，其阻值和温漂使电桥产生明显误差。(1)示例图示单臂电桥中应变计Rx满量程电阻变化1%即3.5Ω。应变计经30米双绞铜线接入桥路，组成远地电桥。RLEAD为引线电阻。若在电桥另一臂上串一阻值为2RLEAD的电阻RC，可使电桥初始平衡。若25℃的铜导线电阻为0.35Ω/m，60m引线电阻为21Ω。铜线的温度系数为0.385％/℃，10℃温升内失调误差为0.8085Ω，相对Rx的3.5Ω变化，失调误差达23%。此外，引线电阻及其温漂还造成电桥的增益误差。6）降低引线电阻对电桥的影响(2)电阻的三线连接法目的：减小引线电阻对电桥输出的影响。电桥输出电压端接高阻抗测量放大器时，接输出电压测量端的引线电阻的压降所导致的误差可忽略。引线电阻对称时，电桥右边支路的每个桥臂所增加的引线电阻大小相等，不影响电桥平衡，消除了电桥失调误差及温漂误差，但引线的温漂仍会带来少量增益误差。三线法适于远地放置的单臂电桥的一臂。远地电桥的3线连接方法

6）降低引线电阻对电桥的影响(3)电桥的四线连接法当全桥或所有元件均远离信号调理电路时可用下图的开尔文检测或四线检测方法，以保证精度。图中电桥输出uO接高阻抗放大器，引线不产生测量误差。供桥电压经运放分别精确调整到UB和地电位，与引线长度及其温漂无关。图中上面运放的输出电压比电桥电压UB高IBRLEAD，下面运放的输出电压比地电压低IBRLEAD。因此需双电源，且共模抑制比要高。消除引线电阻误差的四线方法

6）降低引线电阻对电桥的影响(4)恒流源电桥的四线连接法图中运放工作在负反馈条件下，电桥电流为恒流电流精度取决于参考电压及电阻。该运放的电源电压要高于运放输出电压2~3V左右。电路中，运算放大器的输出电压其中电桥的电压。

消除引线电阻误差的恒流源电桥电路

6）降低引线电阻对电桥的影响5）电桥测量的比率测量法利用ADC结合比率测量法的电桥四线法，无需精确电源电压，即可得到高测量精度。

AD7730的供压用来激励远地电桥，其AIN和UREF端均为高阻抗。由电桥输出电压AIN与电桥激励UREF的比率，AD7730可得到电桥电阻变化。电源电压波动及引线电阻均不造成测量误差。以单臂桥为例，采用比率测量方法，得到输出为：仅与电阻的变化量有关。AD7730是内带PGA的ADC，有自校准功能，特别适于电桥。6）降低引线电阻对电桥的影响(6)交替激励问题：下图为与桥式传感器应用中的直流激励和测量相关联的一些系统误差源。电桥输出信号通常很小，易受热噪声、1/f噪声、寄生热偶电压及放大器失调误差影响。例如，普通电路布线中存在寄生热偶电压。若电路存在热梯度，则锡铅焊料与PCB印制线之间的结点可能引入3~4μV/℃的热效应。PCB铜线和放大器的柯伐合金引脚间也存在热偶接点，产生高达35μV/℃的误差。高分辨率数据采集系统中，这些热偶误差同放大器失调误差和系统中的噪声一道，形成显著直流和低频误差。交替激励是解决问题的好办法。6）降低引线电阻对电桥的影响(6)交替激励例：利用AD7730ADC实现交替激励的应用电路。AD7730含交替激励功能并给出激励切换后计算输出结果的电路，可用作秤重和压力测量的完整模拟前端。+5V单电源工作时能接受直接来自传感器的低电平信号，输出串行数据。输入满度范围10～80mV的单、双极模拟信号。利用AD7730实现交替测量的应用电路

2.3.4

信号放大电路

一般，敏感/转换元件转换输出的信号不仅电平低，内阻高，伴有较高共模电压，需要放大信号和变换阻抗。对信号放大电路的一般要求如下：（1）输入阻抗远大于信号源内阻。否则负载效应造成测量误差，内阻不是常数的测量场合，所测误差无法补偿。（2）抗共模电压干扰能力强。共模电压来源除转换信号输出所含共模电压以外，还有环境造成的共模干扰。（3）在频带宽度内增益稳定、线性度好，漂移和失调小，信噪比高。（4）便于增益调整。增益调整时放大性能不降低，以及便于量程切换、极性自动变换等。针对传感器信号输出特点的常用放大器：仪用放大器，可编程增益放大器和隔离放大器。1）仪用放大器普通减法器是最简的增益可调差动放大器，但其输入阻抗低、电阻值对称性调整复杂、共模抑制比难保证，不宜用作传感器信号差动放大。仪用放大器(测量放大器)结构如图所示，由运放A1，A2构成对称同相放大器，由运放A3和电阻R3~R6组成减法器。设R1=R2=R，R3=R4=R5=R6，则可见，其增益调整仅调Rg，不需多个电位器联动，也不影响电路的对称性。特点：输入阻抗高、对称性好、共模抑制比高、增益设定调整方便、体积小。仪用放大器

2）高共模抑制比线性放大电路实际中传感器与测量电路间有一定距离，用屏蔽电缆连接。信号线与屏蔽层之间有不可忽略的分布电容，习惯上将屏蔽层接地，使该电容成为放大器输入端对地的寄生电容。放大器本身有输入电容，若差放两输入端各自对地的电容不等，则电路的共模抑制比变坏、测量精度下降.

用等电位屏蔽消除信号线与屏蔽层之间的寄生电容影响，即电缆屏蔽层接输入共模信号相等的电位点，使电缆心线与屏蔽层等电位。此法称共模电压自举法。采用有源屏蔽驱动能有效解决上述问题。右图通过电源对共模电压的跟踪使共模影响大大削弱。3）可编程增益放大器(PGA)*

PGA也称程控放大器，根据待测模拟信号幅值大小改变放大器增益，用来解决宽范围传感器信号的模拟数据采集问题。在数据采集系统中，对输入模拟信号一般需放大，以适合模数转换器的电压转换范围。但传感器输出信号可能在很大范围内变化，若固定增益不能兼顾不同输入信号幅度的放大量。PGA能很好地解决此问题，实现量程的自动切换，因而在数据采集系统中被广泛应用。左下为同相比例放大器，增益G=(R1+R2)/R2。通过调整R1、R2的比值实现增益控制。右图是典型PGA器件AD526。

3）可编程增益放大器(PGA)*改变前述仪用放大器的电阻Rg，可改变其放大倍数。LH0084属这类器件，其结构如图所示。控制信号D1D0通过控制逻辑驱动模拟开关切换运放的反馈电阻。D1、D0的四种组合对应1，2，5，10共4种程控增益值。另外，芯片输出级的减法器还有成对的反馈电阻可供选择。选择不同的反馈电阻作为减法器的组成部分，可实现减法器的增益设置，共有1，4，10三种状态。LH0084电路结构

4）隔离放大器*隔离放大器能在输入与输出之间保持电气隔离的同时，实现输出电压与输入电压的线性传输。其符号如图所示，输入和输出信号端口和电源端口都是电气隔离的。隔离放大器常用于工业自动化和医疗领域，用来防止漏电，保障人身安全；在电力系统等高压场合保护仪器，避免漏电，消除干扰。隔离放大器有两端口隔离和三端口隔离两种。两端口隔离（简称两端隔离）指输入信号和输出信号部分电气隔离；三端口隔离指信号输入、信号输出和电源三个部分彼此隔离。隔离的媒介主要有电磁隔离（变压器隔离）、光电隔离和电容隔离。（1）变压器隔离放大器

AD204为变压器耦合两端口隔离放大器，最大隔离电压为±1000V（峰-峰值），最大非线性误差±0.025%。片内集成有隔离电源，为隔离输入级供电，同时连到引脚，可作为外围电路（如传感器、运放等）电源。有时用隔离放大器放大信号时，电源由信号输入部分的电路供给，这时用AD204不合适。为了灵活选择隔离放大器驱动电源所在位置，有些隔离放大器采用三端口隔离方式，即输入端、输出端和驱动电源端分别电气隔离。

AD204FunctionalBlockDiagram（2）光电隔离放大器其耦合器件是半导体器件，有非线性和温漂，参数离散性大，用光耦线性隔离传送模拟信号需一定技巧。

下图为BB公司的ISO100的内部结构。单极性工作时不用参考电流源，这时IREF1端(16脚)接输入部分地；IREF2端接输出部分地。正常工作时uI为单极性负电压，VD1的负反馈作用，LED有电流流过而发光，使光敏管VD1，VD2中分别产生大小相等的电流，若外接电阻R1=Rf，则输出端电压与输入端电压相等。双光耦参数对称，使光电器件的非线性误差和漂移不造成任何误差。双极性工作时，电路如图所示。它将参考电流源IREF1和IREF2分别接运放反相输入端。此时，uI，uO的最大值分别为：

，。（3）电容隔离放大器原理：将输入信号调制后经隔离电容耦合到输出电路，解调得到与输入成线性关系的输出信号。其原理与变压器耦合隔离放大器的原理很相近，只是前者的电容可包含在半导体器件中，因此体积小，成本低。

2.3.5

信号变换电路

为使传感器输出信号便于处理、显示、传输，需要对不同类信号进行相互转换。主要如下：①V/F变换将电压信号做频率调制以电气隔离和数字化；②交流/直流变换以提取交流信号参数(峰值,均值,有效值);③信号调制与解调(包括相敏解调)以便传输信号时电气隔离和抗干扰；④V/I变换，将电压信号变成不易受干扰的电流源信号。信号转换电路：实现各类型信号相互转换，使其具有不同输入、输出的器件可以联用的电路。进行信号转换时，需考虑:(1)电路应有良好线性；(2)要求电路具有一定的输入阻抗和输出阻抗，以便与相联器件或电路阻抗匹配。要求I/V电路有较低的输入阻抗和输出阻抗。而V/I电路要有较高的输入阻抗和输出阻抗。1）V/I变换V/I变换器：输出负载中的电流正比于输入电压的电路。由于传输系数是电导，又称转移电导放大器。输入电压恒定时，负载中的电流为恒定值，与负载无关，构成恒流源电路。(1)浮地负载V/I变换电路将负载接到反相放大器和同相放大器的反馈电路中，则构成图(a)和(b)所示最简浮地负载V/I变换电路。按理想运放条件可导出这两种电路负载中的电流为：IL=Vi/R1

(1)浮地负载V/I变换电路图(c)和(d)的V/I电路对浮地负载中的电流有放大特性。图(c)中电阻R4上的电压为:V4=-ViR2/R1

负载RL的电流为:IL=V4/(R2//R4)=-Vi(1+R2/R4)/R1

图(d)中，R4上的电压为：V4=Vi(1+R2/R1)

负载中的电流为:

IL=V4/((R2+R1)//R4)=Vi(1+R2/R4+R1/R4)/R1可知:c,d电路在浮地负载中的电流分别被放大了(1+R2/R4)及(1+R1/R4+R2/R4)倍。a和c为反相型，输入阻抗为R1，是低输入阻抗型。b和d为同相型，其输入阻抗与同相放大器相同，为高输入阻抗型。(2)接地负载V/I变换电路图a电路中Al为同相加法器，A2为跟随器，其输出电压为:V02=VL=ILRL

A1的同相端电压：

V+=ViR4/(R3+R4)+ILRLR3/(R3+R4)A1同相端电压经A1同相放大输出为：

Vol=V+(R1+R2)/R1

=(ViR4+ILRLR3)(R1+R2)/((R3+R4)R1)=ILR5+ILRL

选择元件参数值满足：R3(Rl+R2)＝Rl(R3+R4)，可得负载中的电流IL与负载RL无关。若选取R3＝R1，及R4＝R2，则输出负载中的电流为：IL=ViR2/(R1R5)。

因A1,A2构成闭环正反馈，设计时须考虑电路稳定性。电路中闭环的环路增益为RL/(R5+RL)<1，可见电路稳定。为保证有至少10dB的稳定储备，选择电阻R5>2RL

。

图(b)是单运放构成的接地负载电压-电流变换电路。类似分析可得，当R2/R1=(R4+R5)/R3时，接地负载中的电流为:

IL=-ViR2/(R1R5)

(3)差动式V/I变换电路

输入为差动电压时，下面的电路可使负载中的电流与两输入电压之差成正比。图a：理想条件下V-=V+=Vi2，负载中的电流:IL=(Vi1-Vi2)/R1

图b：若满足R3/R5=R1/(R2+R4)，则浮地负载中的总电流：

IL=IL1+IL2=(Vi2-Vi1)(R2+R4)/(R1R4)图c：负载中的电流为IL=I3-I4，为使负载中的电流与RL无关，电阻选择须满足：R1R4=R2R3，相应的接地负载中电流为：IL=(Vi2-Vil)/R3

abc2）I／V转换电路

I/V转换电路用于将输入电流信号转换为与之成线性关系的电压信号。如图，利用反相输入型和同相输入型运算放大器实现I/V转换。设运放A为理想运放。在图a中有：i=is；u0≈-iR1=-isR1。电流源is的内阻必须很大，否则，输入失调电压将被放大(1+R1/Rs)倍，产生很大误差。此外，电流is必须远大于运放输入偏置电流Ib

。a下图中，输入电流is首先经过Rl转换成输入电压ui=isR1，再经同相输入比例放大得到输出电压：u0=isR1(1+R2/R3)

根据传感器电流输出要求，确定负载R1大小。R1确定后，根据is与u0的范围确定R2、R3。为减少运放偏置电流产生的误差，要求两输入端对地电阻相等，即R4=R2

R3/(R2+R3)。例如，将0mA～10mA的输入电流转换成0V~10V的输出电压，取R1=250Ω，(ui

为0V~2.5V)，R3=5.1kΩ,

则R4=3.9kΩ(15kΩ和1kΩ电位器串联得到)。对于光电池、光敏二极管，由于其输出电阻很高，且其短路电流与光强的线性好，因此可看成电流源。通常其电流很小(µA级)，所以光电池、光敏二极管的检测实际上是微电流测量。为获得高精度微电流放大，须用高输入阻抗、极低偏置电流的FET输入型运放，如CA3140，OPAl28等，但FET运放输入偏置电流随温升而倍增，而晶体管输入型反倒好些。采用T型反馈电路组成的微电流放大器可取得较好效果，如图所示。理想情况下：

is=u/R2+(u-u0)/R3

其中，u=-is

R1代入上式，得

u0=-is[R3+R1(1+R3/R2)]通过改变R2值可改变放大倍数。

在远程监测系统中，电流信号经长导线传送到数据采集接口，需I/V转换后再作A/D转换。图a为传感器的长线电流输入的情况。图b输入电流I直接流过基准电阻R，输出电压为Vo＝IiR。

当工作范围为-10V<IiR<+10V时，一般根据Ii适当选取R，对Ii的大小无限制。R值很小时，Ii可取大值，但应注意R的发热情况。

R为电路的输入阻抗，因此当主信号源内阻不太大时，电流值将产生误差。当输入电流很小时，可使用图c所示电压放大电路，则有Vo=IiR(R1+R2)/R2=100RIi

另一种电路形式：取样的标准电阻作运放的反馈电阻。图a：输入电流Ii全部流经反馈电阻，输出Vo＝-IiR。全部电流流入运放输出端，不能作大电流转换。特点：电路的输入接近零，即使信号源内阻很低，也不产生电流误差。小电流转换时，需用大反馈电阻，同时要求运放失调电压小。标准电阻值一般为10<R<1M。R<10时，布线电阻的影响增大；R>1M时，电阻精度难保证且很容易受噪声影响。图b电路用于小电流。将10nA的电流转换为1V时，若采用图a方案，则R为100M，精度难保证。图b先将10nA转换成10mV，再用一个增益100的电压放大器将电压放大到1V，避免了大阻值电阻的采用。2）V/F转换电路

V/F转换过程实质是对信号进行频率调制，频率信息可远传，有良好的抗干扰能力，用光电隔离和变压器隔离不会损失精度；VFC转换器应用简单，对外围器件性能要求不高，其A/D转换速度不低于双积分型ADC，而价格低。

VFC常用电荷平衡转换法，原理如图所示。运放Al、电阻R1、积分电容CINT组成积分器。A1输入端A和输出端B分别接电流开关S的两选择端。当S受单稳态触发器控制在A、B点交替切换时，积分器相应地工作于两种不同状态：复位和积分。电荷平衡式U/F转换器原理

由于CINT在积分和复位过程中的电荷变化量平衡，即充电的电量等于放电的电量，故称电荷平衡式转换器。VFC的输出频率为：式中，RI为UFC的输入端内部电阻,IR为内部恒流值,Tr为固定的复位(放电)时间，TI为对被测信号的积分(充电)时间。用单片集成电路AD650及外部元件可构成VFC。

AD650的基本应用：输入uI为正电压，RPl调整输入电量的量程，RP2调整积分器的输入失调电压，晶体管T1输出为集电极开路模式，外接、上拉电阻以形成TTL或CMOS电平。AD650还可实现双极性输入和F/V转换。

批量生产VFC时，外接元件参数不可能完全一致，带来调试和校准困难。因输出频率与RI，IR，TR有关，将RI集成在器件中，复位时间TR由外部时钟控制，则转换器的精度完全取决于器件的精度和外部时钟精度，而这两者的提高较易。据此思路的AD652电路和各点波形如图所示,其转换精度仅与片内参考电压源和1mA电流源的稳定性有关。若后接测量设备用AD652的外部时钟定时，则外部时钟频率稳定性不影响测量结果；片内单稳电路的外接定时电容的不稳定也不影响转换精度；AD652满度转换频率2MHz，该处非线性误差0.02％。

3）交流/直流转换电路检测有时需知道传感器的交流输出信号的幅值或功率例如磁电式振动传感器或电涡流式振动位移传感器，其信号处理中都需进行交流-直流变换，即将交流振幅信号变为与之成正比的直流信号输出。根据被测信号的频率不同或要求的测量精度不同，可用不同变换方法。目前常用的变换方法有线性检波电路(半波整流电路)、绝对值电路（全波整流电路）、有效值变换电路（方均根/直流变换电路）。(1)线性检波电路最简检波电路为二极管检波电路。因二极管存在死区电压，当输入信号幅值较低时，会带来严重的非线性误差。实用方法：二极管置于运放反馈回路，以实现精密整流。采用反相放大结构的常用半波整流电路及波形如图。当输入uI为正极性时，放大器输出uO1为负，D2导通，D1截止，输出uO为零。uI为负极性时，放大器输出为正，D1导通，D2截止，电路处于反相比例运算状态。分析可得：只要运放输出|uO1|的值大于整流二极管的正向导通电压，D1和D2中总有一个通，一个截止，此时电路能正常检波。电路能检波的最小输入电压为UD/AUO。其中UD为二极管的正向压降，AUO为运放的开环电压增益。可见二极管正向压降的影响被削弱AUO倍，使检波特性大大改善。若需输出负电压，只要把电路的两个二极管同时反接即可。(2)绝对值转换电路

该电路把输入信号转换为单极性信号，再用低通滤波器滤去交流成份，得到直流信号(称绝对平均偏差MAD).

在半波整流电路基础上，加一级加法器，构成简单绝对值电路，如右图所示。图中A1组成线性检波器，在R1=R2，R3=R1//R2的条件下，u1与输入电压uI的关系为：A2组成带权加法器:R4=2R5=R6，R7=R4//R5//R6，其输出：需注意，这里一些电阻需匹配，即R1=R2，R4=2R5=R6。

(3)有效值转换电路交流信号有效值的测量方法较多。如果已知被测信号波形，可采用峰值检测法、绝对平均法分别测出交流信号的峰值或绝对平均值，再进行换算即可。若输入信号波形不确定，可采用热功率法或硬件运算法。峰值检测电路：其输出电压uO等于交流信号峰值up。正弦波的信号有效值URMS=UP/1.414；三角波URMS=UP/1.73；方波的URMS=UP。(3)有效值转换电路绝对平均法:利用绝对值转换和低通滤波电路，得到输入信号的MAD值，再换算成RMS值。绝对平均法比峰值法测量精度高，抗干扰能力强，但不适于复杂波形的信号。热功率法:利用交流信号加在电阻上的功率即温度变化测量有效值，输出不受波形影响，但响应慢。目前较理想的方法是利用集成器件实现有效值的实时运算，电路框图如图所示。由得，故有

集成有效值转换器：AD536，AD636，AD637等。AD637为高精度宽带方均根/直流转换器。当输入信号均方根值在0~2V范围时，最大非线性仅0.02％，输入均方根值在2V和100mV时，相应的-3dB带宽分别达8MHz和600kHz。当波峰系数较大时，晶体管的对数一致性误差会导致非线性误差。波峰系数为3时，附加误差为0.1％。2.3.6

硬件方式线性化

在测量系统中，希望传感器的输入输出特性为线性。线性有利于后续电路设计和简化标定工作。现实中大量传感器是非线性的。数字电路、单片机技术、嵌入式系统的介入，能在某种程度上补偿传感器的非线性(也可视为一种数字式线性化技术)，但此方式的适用范围有限，尤其受A/D采样速度及运算处理速度限制，在动态测量中难满足要求。若传感器输入输出特性的非线性不严重，当不会引起显著误差时，可用切线或割线等近似直线代替局部实际曲线，如拟合直线。传感器线性化的目的：通过在信号调理电路中加入非线性环节，使传感器的这段线性范围最大化。

1)

线性化方法分类按所用元件，传感器线性化分为无源和有源线性化。根据线性化所处阶段不同，在数字化以前进行的线性化，称模拟线性化；在数字化以后进行的线性化，称数字线性化。采用硬件方法进行传感器特性线性化，在实时性、简便、经济等方面有软件方法难以替代的优势。在许多应用中，采用模拟电路对传感器的输出进行线性化是最佳的。

2)无源线性化电路优点：电路较简单，性能可靠，成本低廉。在某些应用场合，通过合理设计电路结构及元件参数，可获得满意的精度，是一种广泛应用的线性化方法。方式：用固定参数元件与敏感器件并联或串联；这是一种简单的无源线性化电路方式。对有些非线性传感器，简单地用固定电阻器与传感元件串、并联，只要电阻值选取合适，即可将非线性校正到满意的程度。典型实例：Dunmore式湿敏传感器的非线性校正。如下图所示，湿敏传感器的电阻值RH与相对湿度RH的关系曲线是非线性的。

2)无源线性化电路并联：依具体需要，选A,B,C三点，相应的RH与RH值分别为RHa,RHb,RHc及Ha,Hb,Hc，且Ha-Hb＝Hb-Hc。选图b所示电路，用一个固定R与RH并联，则总电阻：R’H=RRH/(R+RH)。使A,B,C成一线，应有R’Ha-R’Hb=R’Hb-R’Hc。即:RRHa/(R+RHa)-

RRHb/(R+RHb)=RRHb/(R+RHb)-RRHc/(R+RHc)因此，R=(RHb(RHa+RHc)-2RHa

RHc)/(RHa+RHc-2RHb)(a)湿敏电阻的非线性特性曲线

(b)无源线性化电路湿敏电阻的线性化

2)无源线性化电路修正后的特性曲线呈图a所示的S形，线性度得到改善，各点R’H值与直线(图中虚线)关系对应偏差R如图b所示。修正后的特性曲线及与直线间的偏差

2)无源线性化电路串联：若直接进行输出线性化，可用下图所示串联电路。对于前图a中的A,B,C三点，应有：

ViRRHa/(R+RHa)-ViRRHb/(R+RHb)=ViRRHb/(R+RHb)-ViRRHc/(R+RHc)

根据上式求出的固定电阻仍为:

R=(RHb(RHa+RHc)-2RHa

RHc)/(RHa+RHc-2RHb)

线性化后的电压输出曲线如图b所示，也是S形曲线。电路中从固定电阻上取电压是为了得到随相对湿度增加而增加的电压关系。串联电阻线性化电路

2)无源线性化电路热敏电阻的非线性校正：常用前述串、并联方法。热敏电阻阻值与温度呈指数关系，实践中可用温度系数很小的金属电阻与其串联或并联或同时串、并联，构成电阻网络，代替单个热敏电阻。只要金属电阻阻值选择合适，可使其等效电阻值与温度的关系在一定温度范围内呈线性。一般情况下，取回路电流作输出量时选用串联形式，在电桥测量电路中，则选并联形式或串、并联形式。电阻串、并联法可使热敏电阻最大非线性误差在0~40℃范围内校正为0.15℃，在0~l00℃内为1.5℃。热电阻(如铂、铜电阻)等特性曲线一般为二次或三次多项式，也可用这种方法校正。2)无源线性化电路上述线性化法成本低，简便，但校正范围一般较窄、准确度不很高，主要用于被测量变化范围不大的场合。采用更复杂的无源电路，可扩大线性范围。例如，将工作于不同敏感区的敏感元件组合，使特性曲线弯曲部分互补，可消除高次项误差，获得宽线性范围。以湿敏电阻为例，如图所示，RH1与RH2分别工作在不同的敏感区。通过固定电阻的并联，将RH1在Ha、Hb、Hc三点线性化，RH2在Hb、Hc、Hd三点线性化，总电阻为：

RH＝R’H1+R’H2

不同敏感区的敏感元件进行组合

湿敏电阻的线性化效果

abc

2)无源线性化电路如图所示，在公共敏感区域，两个等效电阻特性曲线的弯曲方向不同，R’H1向上弯，R’H2向下弯。总电阻RH与相对湿度RH的关系曲线为两者之和，两曲线在公共区域互补，得到一条范围更宽的近似直线，如图c。这种线性化的效果既与每个湿敏器件的特性有关，又和线性点选择有关。通过理论计算与实验调整相结合，可使非线性误差足够小。3)有源线性化电路原理上任何敏感器件的变换特性都可校正为直线。无源线性化方法的不足是引入固定参数元件串并联，使变换灵敏度降低。有源线性化利用运放、场效应管或三极管等有源元件实现函数变换。因运放的增益很高、输入阻抗极高、接法灵活多变，可获得各种各样的函数变换特性。随运放性价比不断提升，实际应用中被越来越多地采用。

有源线性化的缺点：线路复杂、调整不便，成本高。一种简单有源线性化电路是利用非线性反馈，使反馈支路的非线性和原敏感器件变换特性的非线性相互抵消。目前有多种使用方便的函数运算电路可选。此外，也可采用运算放大器搭建函数运算器进行线性化。3)有源线性化电路(1)电桥输出的线性化处理（已介绍）(2)对数/指数运算电路

许多敏感元件的特性曲线呈指数或对数形式，例如硅光电池的输出电压为vI＝Voe–aI,其中I为光强。此时，利用由运放组成的对数电路，使电路输出为：vA＝Kln(vI)，其中K为常数，可得到线性的输出：vA＝Kln(Vo)-aKI

。利用二、三极管PN结的非线性特性所构成的对数或指数电路最为常用。它利用PN结正向导通的指数伏安特性，但要求输入电压必须为正。若PN结反接，输入必须为负。实用中，常利用三极管的基射PN结电压与集电极电流间的指数跨导特性来代替二极管的指数伏安特性。

3)有源线性化电路(2)对数/指数运算电路对数/指数运算电路简单，应用方便，但具体应用需注意：①PN结的指数特性与温度有关，使电路的温度稳定性很差；②PN结必须处于导通状态，因此对于对数运算电路，输出电压为单极性，对于指数电路，则要求输入电压为单极性，且输入/输出信号的变化范围有限。3)有源线性化电路(3)信号反馈实现线性化

对有些非线性敏感器件，经多级运算放大，将调理电路输出信号反馈到相关放大器输入端，构造一个与传感器特性相近的函数运算器，可实现较理想的非线性校正。例如对温度变化较大时热电阻的非线性校正。例：铂电阻非线性校正电路如图。传感器输出VO馈送A1输入端，经A1反相，构成正反馈。可提高500℃附近的饱和输出电压，明显改善非线性。调试(用普通电阻代替TRRAl02B)：分别接入相当于0,100,500℃的电阻，用W1,W3,W2分别调零点、增益和线性。

铂电阻的非线性校正电路

(3)信号反馈实现线性化精确校正法：利用电桥输出对电源电压敏感，将输出信号反馈到电桥供桥电源端，使电源电压随输出信号变化，从而使输出与输入呈线性关系。设阻值为R的全等臂桥的电源电压为Vc，传感器阻值Rx与R的关系为:Rx=(1+x)R，则桥路输出为:Vob=Vcx/(4+2x)Vo的一部分Vo(为反馈系数)与Vref(稳压管D提供)一起，经运放综合后，反馈到电桥电源端，使电桥电源随Vo而变。调整电路，使Av·=2可得:Vo=AvVref

x/4,其中Av为AD521增益。上式表明从根本上消除了输出与输入的非线性。缺点：适用场合较窄、电路较复杂、调试较麻烦。

3)有源线性化电路(4)折线近似线性化如图有些器件的特性曲线呈缓慢、单调变化，可将特性曲线分段，每段用一直线近似。利用二极管的开关特性，用多段折线代替特性曲线。折线个数越多，逼近程度越高，误差越小。一般多用5-10段折线。右图中用四个二极管串联四个不同的电阻R，对输入信号实现分段逼近形式的线性化。用分段折线逼近特性曲线的线性化方法

二极管选通式非线性网络补偿电路

3)有源线性化电路(5)多项式近似法线性化①多项式串联线性化电路原理：由传感器的y=ul=f(x)，求反函数x=f-1(u1)，再用各类多项式运算电路进行uO=kf-1(u1)运算，实现线性化uo=kx。如上图所示，由于多项式(或函数)运算电路与传感器测量电路相串联，故称多项式串联线性化电路。下图所示为传感器电桥线性化电路实例。用四象限模拟乘法器AD534对传感器电桥实现线性化，适用于电桥电路线性化。3)有源线性化电路①多项式串联线性化电路

AD534的X1,X2,Yl,Y2,Zl,Z2均可做输入端，常取其一为输出信号，如取Z1通过输出12端输出，其余为输入信号。当AD534刻度系数取10V、开环增益无穷大时，乘法器公式为：(xl-x2)(Yl-Y2)/10V=(Zl-Z2)。根据前图有：x1=U0,y1=U1,x2=Y2=0,Z1=U0,Z2=U1

上式可写为：U0=l0V(U0-U1)/(U1）经差动放大后，传感器电桥输出电压为：

U1=KEx/(1+x/2)式中K-电桥与放大电路总增益；E-电桥电源；x-桥臂电阻相对变化量，x=R/Ro。

将U1代入U0表达式得：取KE=5V，则U0=KEx。3)有源线性化电路②多项式反馈线性化电路基本原理：根据多项式y=u1=f(x)，设计与u1=f(x)同形式的函数uo=f(u1)电路作为传感器的反馈回路，改变反馈量调节放大倍数，实现线性化。下图为利用模拟乘法器实现多项式反馈的铂电阻测温线性化电路。RT-Pt100电阻，基准电压E=10V，RT恒温(5rnA)工作。R1用于调零点输出使UO=0V；R4用于调量程，即确定一次方的系数。R7用于确定二次方的系数。电路测温范围0～500C，灵敏度100mV/C。3)有源线性化电路②多项式反馈线性化电路由上面电路可导出:RT=103RoR2/R1+103R4RoR2R6Uo/(ER3R5R8)-103RoR2R6U02/(10ER3R7)

适当调节R1，R4和R7，可使上式变为:

RT=(1+3.973x10-3t-5.856x10-7t2)Ro

传感器RT测量电路输出电压Ut为:

Ut=-RTE/R0=-R0(1+3.973x10-3t-5.856x10-7

t2)E/R0可见：Ut是二次多项式，因此，设计一个与上式相同形式的函数电路，作为A2的反馈电路，实现电路由A3、A4、A5组成，其中A3为UO的反相电路，U3=-UO。A4是模拟乘法器AD533，其输出为U4=UO2/10V。U3、U4经A5构成加法器相加，使A5输出Uf为一个二次多项式。Uf为反馈电压，与Ut经A2构成加法放大器，使输出Uo发生变化。

3)有源线性化电路②多项式反馈线性化电路如上图b所示采用的四象限模拟乘法器AD533D使用方法如下图所示。

2.3.7

电源、电压基准和电源配置

电源的精度和稳定性直接影响传感器电路输出信号质量。根据检测系统技术指标，对其电路电源有相应要求。按变换原理分类有开关电源和串联稳压电源；按输出特性分有恒压源和恒流源。1)

开关电源、串联稳压电源与集成稳压器(1)开关电源直接对220V交流整流，用开关元件变换为高频脉冲，经高频变压器降压，再整流与滤波得到所需直流电压。特点：体积小，效率高，不能有效消除高频脉冲时，直流电压会重叠在尖峰电压上，尖峰电压混入传感器信号处理电路，会引起故障。由于尖峰电压难以彻底消除，在处理传感器的微弱模拟信号的电路中不宜用开关电源。1)开关电源、串联稳压电源与集成稳压器(2)串联稳压源（线性电源）特点：无尖峰电压，使用方便，但电源变压器体积大，晶体管或三端集成稳压器功耗也相对大。过载时，输出电压下降，选用电源时，要留电流余量，特别是相对于感性负载或容性负载的瞬时电流余量。(3)集成稳压器传感器电路对供电电压精度、温度稳定性要求高，输出规格较多，宜用基准电压源。市场上1.25~10V产品AD580、AD584等常见。它可外接电阻任意调节输出电压，但输出电压稳定性由电阻的稳定性决定，需要高稳定性电阻。一般这些产品的最大输出电流10mA，可外加电流放大器进行扩流。AD588:12-bitabsoluteaccuracywithoutanyuseradjustments.2)

电压基准测量电路常用电压源作电压基准，它是保证测量精度的一个重要器件，特别在使用A/D转换器时。ADC和DAC都需一个基准信号，通常为电压基准。目前，随着ADC分辨率日益提高，对电压基准的要求也越来越高。许多转换器有内部基准，有些需外部基准。电压基准的指标要求与系统总精度要求有关。在要求绝对测量的场合，其准确度受使用基准值的准确度限制。但许多系统中稳定性和重复性比绝对精度更重要；而有些数据采集系统中电压基准的长期准确度几乎完全不重要。另外，从有噪声的系统电源中派生基准会引起误差。2)电压基准“隐埋齐纳”和“带隙”基准是两种最常见于集成电路的精密基准。为使隐埋齐纳的基准处于最佳工作状态，一般必须加几百微安电流，这种方法不适于工作在低压低功耗的场合。此时只能使用“带隙”基准。方法：用一个具有正温度系数的电压补偿具有负温度系数的晶体管的Vbe，可维持一个恒定的“带隙”电压。三极管Q2,Q1在R1上产生一个正比于绝对温度的电流，一个正比于绝对温度的电压与Q1的Vbe串联，产生电压Vz，它不随温度变化且可被放大，这个电压等于硅的带隙电压(外推到绝对零度)。2)电压基准带隙基准与最好的隐埋齐纳基准相比，其准确度和稳定性稍微差一些，但温度特性可优于3ppm/℃。带隙器件可获得1.25、2.5、5V等规格的工作电压。使用电压基准时应注意在高阻抗导体上的电压降、来自公共地线阻抗的噪声和来自不适当的电源去耦产生的噪声。考虑基准电流流动的方向，是输出还是吸收电流。

3)传感器的电源配置供电电源的扰动补偿：以应变式传感器为例说明原理。如图所示，桥路输出电压uo与供电电源u的关系为：

uo=u∆R/R供桥电压u的扰动将导致测量误差。对高精度测量，要求稳压电源的精度至少高于传感器精度的3倍以上。由于传感器工作环境恶劣，串入电源的随机扰动不可避免。

3)传感器的电源配置根据自控理论中的扰动补偿原理，用逐次比较式ADC，合理配置电源，可有效地抑制电源的各种扰动。电路结构如图，可知：

UINl=KGu∆R/R，KG为测量放大器的放大倍数。逐次逼近式ADC中的D/A转换输出电压UIN2与数字量的对应关系为：UIN2=KDBUREF，其中，B为D/A的输入数字量；KD为常数；UREF为D/A基准电压。3)传感器的电源配置考虑u和UREF的扰动时，上图结构可用左下图结构表示，图中的∆u和∆UREF分别为电压u和UREF的扰动。为抑制扰动∆u和∆UREF对转换精度的影响，可引入扰动补偿环节Wl。如右图所示,选Wl=KG∆R/R，则：∆E=uKG∆R/R-UREF

KDB=UINl-UIN2。显然，扰动∆u完全补偿。但是Wl难实现。当UINl和UIN2逐次逼近时，∆E=0，uKG∆R/R=UREFKDB。若取u=UREF，则：KG∆R/R=KDB。ab3)

传感器的电源配置当取Wl=KG∆R/R=KDB时，如前图b所示结构依变换法则可等价成左下图的补偿结构。当u和UREF数值相等时，扰动量∆u和UREF叠加，可完全抑制∆u对系统的影响。同理，仅考虑UREF的扰动量∆UREF的影响时，为完全抑制∆UREF对系统的扰动，仍可在u=UREF的条件下得到补偿原理图，如右图所示。u和UREF的扰动补偿原理

3)传感器的电源配置上两图所示结构虽原理上可完全补偿扰动量，但扰动信号∆u、∆UREF的拾取仍相当困难。为此，使u和UREF不仅在数量上相等，而且由同一个电源Uw供电，则∆u和∆UREF具有相同的扰动值Uw，其结构如图。由图可得：∆E=(Uw+∆Uw)(KG∆R/R-KDB)

当UINI和UIN2逐次逼近时，∆E=0，则：B=KG∆R/KDR单一电源供电时的静态结构图

3)传感器的电源配置上例表明，利用自控理论中的扰动补偿原理，传感器供电和A/D的基准电压采用同一电源供电，扰动∆u和∆UREF大小相等，相互抵消，使传感器输出量经A/D转换后的数字量B也不受电源扰动影响，实现完全补偿。实践证明，对于精度为0.02％的传感器，即使采用普通的精度≤0.5％的稳压电源，仍可得到满意的测量结果。根据上述补偿原理，可由ADC芯片提供基准电压，作为传感器的供电电源。由ADl674提供传感器供电电源2.3.8传感器信号调理集成器件

传感器信号调理器正向单片集成化、高精度、多功能、自动补偿和校准的方向发展。1)集成化调理电路分类(1)传感器信号调理器

包含专用器件和适用于多种类的多功能器件；(2)传感器信号处理系统(亦称传感器信号处理器)。信号调理器大多含ADC、温度补偿及自动校准电路，输出为模拟量或数字量；处理系统则在芯片中集成了μP或DSP，并带串行总线接口，更适合配微机使用，性能高于信号调理器，使用更灵活。

2)专用器件和多功能器件选讲IC技术发展使应用广泛的传感器的信号调理有一些面向特定类型的专用集成器件，例如AD594/595、1B31、1B32、AD598/AD698等。(1)线性可调差分变换器接口芯片AD598AD598/698概况：完整的单片线性可调差分变换器(LVDT)信号调理接口芯片,连接LVDT时,只需附加少量外部无源元件以设置频率和增益,可高精确性和高再现性地将LVDT的信号转为单、双极性直流电平,完成LVDT的信号调整。另外，AD698还能用作交流电桥的信号调理。(1)线性可调差分变换器接口芯片AD598AD598

特点(a)有内部晶振和参考电压,外接少量无源元件，无需校准。其DC单极性或双极性输出正比于LVDT位移；(b)适应宽输入输出,单、双极电源工作,提供LVDT初级驱动电压(24V),能识别有效值低至100mV的次级输出,输入无需与初级驱动信号同步，可用外部初极激励源；

(c)利用比率度量解码系统,使初、次级间的相移及变换器无效电压对整个电路工作无影响；(d)电源不过载,一片AD598可串、并联驱动多个LVDT；(e）用于遥控或监控设备时，接口电路由LVDT遥控。电路不受相移或信号幅度影响,能在90米外驱动LVDT。LVDT的输出端可通过350米长的电缆与AD598相连。(1)线性可调差分变换器接口芯片AD598LVDT

组成原理

一个初级绕组和两个次级绕组,初级由外部参考正弦波激励。两个次级绕组串接,磁芯移动改变初、次级间的耦合磁通,产生两个幅值不同的交流信号。电路对比：

早期的调理器需同步检测两个输出信号的幅值差,并将其绝对值转化为正比于位移的电压信号。需恒幅、恒频激励，在LVDT初次级间加相位补偿，以及补偿温度、频率变化引起的相移。

AD598无需恒值信号,它处理的是信号差与和之比，且输入信号被检波,并提取了所需的正弦载波。采用同步检测,对LVDT初级激励与次极输出间的相移不敏感。

(1)线性可调差分变换器接口芯片AD598LVDT

组成原理芯片组成：

正弦波振荡器+功率放大器+解码器+滤波及输出放大器

由多谐振荡器构成的正弦波振荡器,输出三次谐波驱动正弦波发生器,产生由外接电容定频的低畸变正弦波（频宽20Hz-20kHz,幅值有效值2-24V,总谐波失真典型值-50dB）通过功率放大器驱动LVDT初级线圈。

(1)线性可调差分变换器接口芯片AD598LVDT

组成原理工作原理:

正弦波激励LVDT初级，次级感应输出一对幅值不同的交流信号Va、Vb,两信号之差Va-Vb与磁芯位置成正比。

Va、Vb

经检波后分别与互补信号d和(1-d)相乘(0<d<1)。积分器1的输入：

(Va+Vb)d-Vb。调节d使积分器1的输入为0时,比较器3输出：

d=Vb/(Va+Vb)1-d=Va/(Va+Vb)

(1)线性可调差分变换器接口芯片AD598LVDT

组成原理工作原理:

d也用来控制由参考电流IREF驱动的输出放大器。d和(1-d)分别同参考电流相乘,然后求差,输出的电流为I∑=IREF(1-2d)=IREF(Va-Vb)/(Va+Vb)

经过滤波、积分环路形成输出：

Vout=R×IREF(Va-Vb)/(Va+Vb)

满量程输出电压为：

VFS=S×l×VPRI×R×IREF/(Va+Vb)VPRI为LVDT的最小驱动电平,IREF=500μA,其中，l为LVDT的量程,S为LVDT的测量灵敏度。

(1)线性可调差分