应答机地面检测设备总体技术方案

目 图 表 作量大因此有必要研制一套以深空应答机单检设备为的地面自动化测试系单检设备根据所要求的测试项目控制相关设备配置上下控链路，实现电性能指标的自动化测试并生成报表在各种试验状态下实现指令和按照上述基本原则，深空应答机地面测试系统的组成原理框图如图1-11-11-1X频段上变频器和一个X频段下变频器构成独立的接收和发射通道原理框图中的通用测试仪器通过LAN与单检设备连接。3-1-1序号式数量11信号接收；测距；遥测、2Nove11a13X器Novella148494B,251641171量81911国内1输出上控信上行信号采用统一载波体制，包括：主载波、副载波、测距信号。70MHz，并能够在一定范围内进行扫频，输出信号幅度应能在一定范围内调节。副载波上调制有PCM数据，测距信号可适应多侧主载波信号、信号和测距信号应能够独立关闭或打开单检设备应控制X频段上变频器，使得上变频后的射频信号位于深空应答接收下控信DOR信号。70MHz，具有一定的多普勒范围和多普勒变化率。单检计算测距值。并分别对载波上调制的遥测副载波进行解调，结合4.6节的遥测数主载波信号来自于深空应答机XX70MHz下行数传信号为BPSK,QPSK,GMSK4.6下行数传信号与下控信号来自于深空应答机X频段同一个下行信号，单检设备应控制X70MHz左右，单检通过串行PCM方式和离散OC指令方式，向深空应答机发出控制指令。通过串行PCM方式和离散模拟电平的方式，从深空应答机状态信息。串接收深空应答机的上行译码数通过串行PCM方式接收深空应答机对上控信号中的译码数据，并PCMPCM码流10M10MHzLAN接口，结合实际测试过程的需要，控制周边相关的仪器设备，包括上变频器、下变频器、开关网络、信号源、频谱仪、。1-2120dBm右输左出功率可调,调节步长不10dB3输出信号多普勒频率最大4输出信号多普勒变化率最大568KHz,16KHz7BPSK82^n9NRZ—0.1rad~ESK/ESKLIKE2Mchip/s0.1rad~下行载波多普勒范围测距环路相位频率匹BPSK65.536KHz,327.68KHz,655.36KHz,320KHz,640KHz2^n125K,250K,500K,1M2M,0.01Hz~1Hz非扫频状态频率稳定度非扫频归零状态频率空应答机的自动化测试，遥测参数，发送指令。VisualC++WindowsXP操作系统下测试、等工序；软件编写要充分体现结构化设计思想。结构设计；采用菜单式界面，操作简单方便，数据输入输出采用人机方式，测试数据自动输出到屏幕(数据或曲线)、自动记盘，可选择输出。为完成AGC曲线测试频率范捕获时间(捕获概率（10)的菜单及按键，显示，测试过程中的提示。★可视化界面大致包括四个部分：测试图示、遥测参数显示、已 令的记录、显示★在测试界面上显示FH-2子系统星上设备的工作状态见附录1,示。★在测试过程中，以框、状态栏的方式为测试人员提供简单、明确的★用户可以自主决定测试数据的。测试数据以Excel格式23)1单机串行指串行控制字：RS422,NRZ-L1单机串行指串行控制字：RS422,NRZ-L,速率1kbps,包括时钟、数据、使能。 2单机离散指口3单机串行状接口26C31,26C324单机离散状5遥控解调数RS422,NRZ-L,7.8125bps-2kbps数据、使能。接口26C31，26C326遥测基带数串行数字量：RS422,NRZ-L，速率7.8125bps-2kbps，包括时钟、 26C31,26C327数传基带数口 SN65LvDS32D,SN65LVDS31D870M10MSMA1-4数电平偏率示间间备注12AGC1-5上行载波AGC数电平12上行解调测表1-6解调测试记录度率12注：下测试表格与《测控地检技术要求》中对应的测试表格内容不同1-7差差差121-8上121-9121-10式1210M遥测接口时序测PCM设备示波器的幅度和波形，并记录。PCM备示波器的幅度和波形，并记录PCM设备示波器的幅度和波形，并记录。将应答机输出的解调PCM码和时钟及使能信号同时输入到示波器，单检设备示波器的幅度和波形，并记录。将应答机输出的解调PCM码和时钟及使能信号同时输入到示波器，单检设备示波器的幅度和波形，并记录。PCM码和时钟及使能信号同时输入到示波器，单检设备示波器的幅度和波形，并记录。测试通道误码率。记录误码数和总bit数研制方需在TO+2(包括对源代码的注解)产品的交接形接验收记录最终产品数据包培训及要1Mbps2Mbps，调制后的中频信号中心频率为70MHzDA输出、外部IQ变频伪码测距信号、DOR及分时复用的数传信号。在这些信号中，DOR信号的带宽100Msps。接，其连接关系如图2-1所示。深空应答上行深空应答 状

上行下行下X波下变频遥测数传解调基带X波下变频 控单检设其控单检设其他测量仪参2-1深空应答机地检测设备（以下简称地检设备）采用基于CPCI体系构架的工业控制计算机，最大限度的保证设备的可靠性。CPCI体系构架构建的设备能够满足苛刻的工业和环境要求同时内部为多个单元模块提供了丰富的高速交在CPU板上的软件完成。两者通过CPCI总线交互信息。CPCI总线理论速率133Mbps（33MHz时钟，32位可扩展至66MHz时钟，64位，保证了软硬地检设备的体系结构如图2-2CPCI10MHz时钟输（内时钟模块式）IF输IF输10Hz时钟输（外时钟模式基带PCM信（遥测)基带串行数量遥

2-2CPCI体系构架。CPCI体系构架构建的设备能够满足苛刻的工业和环境要3（1）机箱（含无源背板及模块化电源（2）6U前插主控板（简称主控板 －支持信息单（3）6U前插信号板（简称信号板 －支持信号单可用性和灵活性的要求，采用了基于工业体系的CPCI体系构架的机箱。这种类4U19英寸标准CPCI上架机箱，如图2-3；其主要规格指标如下：尺寸：2U×436mm×297.6mm86U插槽,1个系统槽（插主控板，7工作温度：-25~55°温度：-40~85°工作湿度：20~95%@40°C,14kg2抗：5-17Hz/1mm振幅，17-200Hz/1G加速度抗冲击：10G峰-峰加速度，11msGB/T9813GB9254-1998AGB/T176182.162-3CPCI电源特性，根据估算，监测设备整机功耗小于69W（机箱含风扇小于1W，主控板小于16W，信号板小于52W源模块基本指标同机箱机构指标，单相交流（220+15%）V～（220-频率：50Hz3250W3U8HPCPCIMTBF50000主控板是标准6U前插板，主控板采用标准X86体系构架及扩展。其实物图如图2-4所示。2-46U（1）CompactPCIJ1/J232/64bit、33/66MHzCPCI3.3V通过PCI-Ex1toPCI桥扩展CPCI（2）处理In®GME965Express+ICH8M2GB667MHzDDR2In®GME965组集成In®GMA3100图形显示支持CRTLVDS、DVI-D显示模式（LVDSDVI-D二选一；2048x1536@75Hz（CT1600x1200@75Hz（VDS1个CF卡接口（与PMC共享位置12.5"SATAII1个千兆网口，采用In82573网卡132bit/33MHzPMC+5V/+3.3VPCIIO板USB2.0RS232x1（RJ45型VGAWINBONDW83627DHG1-2551-255510，0℃温度：-45℃~+相对湿度：5%~90%非凝结(工作，)6UCPCI板卡规格：4HP×233mm×160mm20g，11ms工作状态振动(5Hz-1.5Grms工作状态2Grms(非工作状态PICMG2.0R3.0CompactPCIPICMG2.1R2.0CompactPCIHotSwapPICMG2.16R1.0PacketSwitchingBackneWindowsXP6U前插板，其实物图如所图2-52-56U距信号与信号的PM调制与动态模拟，完成下行链路信号的接收，包括主载波信号的接收侧音信号的处理伪码测距信号的接收与测量信号的接收、根据技术要求，发送信号中心频率为70MHz，带宽约8MHz，接收信号的中40MHz。CORTEX2路信号的输出与输入，同滤波时钟管滤波时钟管LVDS接其他接滤波FGPGA(2片滤滤波2-6根据上图，信号板主要包括FPGA、DAC、ADC、，配合其他完成16路信号的动态模拟与1路宽带噪声信号的产生，以及1路宽带信号的接收，DAC配合VGA完成信号数模转换与通道控制，AD9522则实现系统各时钟信号的产生。注：FPGA选型需调整为Xilinx公司的Virtex-5系列，型号为XC5VFX130T-1FF1738。该为一款工业级，包含130,000个逻辑cell、596个容量为18Kbit的片内BlockRAM、320个DSP48ESlice、2个内嵌的PowerPC处理器、以及丰富的I/O管脚资源等。根据设计，FPGA需要完成16路信号动态模1路噪声产生和1路宽带信大量的RAM单元、加乘及逻辑运算。考虑到的接口电平与相关因素，这里我们选用Xilinx公司第四代的FPGA—VirtexIV，表2-1给出了VirtexIV系列的资源与管脚封装的基本情2-1XC4VLX系列FPGA2-2XC4VSX（FX）系列FPGA2-3XC4V系列I/O由表可见，XC4VLX16016096个乘法器与28818kbRAM16路信号的动态模拟或者包括LDPC译码在内的宽带信号解调，同时其封装FF1148也能够满足与外部芯XC4VLX160。时钟模块主要完成FPGA与DAC、ADC时钟的产生，降低各路时钟信号的抖动特性，保证ADC与DAC的转换特性。实际上，50MHz18MHz170MHz的采样速率5nsDAC输出信号的性能的损失，故必须采用专门的高稳的时钟管理，这里选用AD公司的时钟AD9522-1。AD9522-1是AD公司推出的时钟管理，内部集成了两个VCO，可2GHz412CMOS、LVDS等AD9522-1的功能框图如图2-72-7AD9522-1并且片上集成低相位噪声PLLVCOVCO2.27GHz～2.65GHz,2.4GHz3.3V/5VVCO/VCXO。AD9522的串行接口支持SPI与I²C®EEPROM可通过串行接口进行编程,并能用于上电与复位的用户定义的寄存器设置。AD952212LVDS输出,4800MHzLVDS输出都250MHzCMOS输出。并且每组输出都有分频器,（1～32）和相位（粗延迟）60ps。AD95221224FPGA信息处理单元的系统工作时钟，4●高速ADC的采样时钟，2个●高速DAC的采样时钟，4个50MHz36MHzFPGA的处理压力，DAC选用ADDAC5688，DAC5688是TI公司针对蜂窝移动通信发射系统、宽带无线接入系统、Wimax802.1616BIT具有内部2X~8X内插的数模转换，其DAC的输出信号频率高达800MHz。DAC56882-82-8DACDAC5688的基带接口速率最高为250MHz，通过2X~8X的内插，输出信号的样点速率可以高达800MHz，支持高达300MHz中频信号的输出。其中内插滤波器的系数如表2-4。2-4DAC5688MixrFMIX在FMIX2-9NCO者双通道输出SSB信号。2-9DAC568NCO在双通道输出模式下，DAC5688还可以启动IQ幅度和相位的矫正，原理框图如图2-10所示。2-10DAC5688IQDAC5688DAC2-112-11DAC5688DAC5688DACDAC5688具有同步时钟、双时钟与单时钟，其中单时钟模式又包括两种：外部时钟与锁相环模式，图2-12和图2-13、图图根据技术要求，宽带噪声的带宽大于100MHz，故这里选用公司的的告诉DACMAX5890。MAX5890是公司推出的一款先进的14bit、600Msps采样的数模转换，能够满足无线和其他通信系统的信号合成的需求。MAX5890采用LVDS接收，工作电压为1.8V和3.3V，功耗优于300mW。MAX5890信号输出采用电流驱动结构，支持输出电流为2mA~20mA，MAX58901.2V电压参考，也支持外部参考电压输入。MAX5890的功能的框图如下图2-14所示。2-14MAX5890MAX58902-52-5MAX58902-6MAX5890电性能参数从表中可以看出，MAX5890的工作频率为1Msps~600Msps，输出信号的SFDR75dBc，满足系统设计需要。50MHz18MHz中频接口符号速率为24.576Msps，考虑到信号的匹配滤波及其性能损失，这里需要最低四倍的符号速率，即196.608MHzADAD9230。AD923012bit170MHz、210MHz、250MHz等三种工作时钟频率类型的，在250MHz工作时，其功耗为434mW，同时250MHz采70MHz64.9dB。1V~5V可变，简化了前端设计。AD9230的功能框图如图2-152-15AD9211根据资料，AD9230的信号特性如表2-72-7AD92301V~1.5V。2-8AD9230根据上表信号的Track-ModeinputBandwidth3dB700MHz，可以50MHz18MHz中频信号采样的设计要求。10比特，其他参数与AD9211为了简化系统设计，这里收发通道的VGA均选用AD8369。AD8369是AD公司推出的高性能数控可变增益放大器（VGA，3dB带宽高达600MHz，在图2-16所示。2-16AD8369AD836945dB3dB1kΩ负载情况下输出增益范围是-5dB到+40dB，而200Ω的负载情况下，增益输出范围是-10dBDC380MHz范围内，AD8369的20MHz0.2dB在CPU板上的软件完成。两者通过CPCI总线交互信息。CPCI总线理论速率133Mbps（33MHz时钟，32位可扩展至66MHz时钟，64位，保证了软硬信号处理单元是地检设备的处理，采用70MHz中频接口与上下变频器统接口，实现信号接收与遥测信号的输出。根据信息处理单元的参数设置，接收1路下距信号和1路下行遥测信号，完成信号采样、解调，以及1距信号和1行信号的PM调制、信道模拟与发送，并封装接收到的下距帧信息与本地测量的上是地检设备的控制与管理，模拟、显示、其它接口等几个方面。如表2-9所示。2-9模块中频频率上音信围2^nNRZ—01,或选为0.1rad~度根据设置接收处理1路下距信号，接收下距通（1条具有历史配置具有历史配置基带PCM范围：0～250KHz，范围（1条具有历史配置具有历史配置4000bps、基带PCM节128、理码率的测试及帧数据的测试基带PCM模拟地面遥测终端的基带，用于误基带PCM4000bps、UDPTCPUDPTCPUDPTCP信道（4条态特性，载波和码元的动态特性相上行（1条输出电平对和遥测信道进行误码率测试，可根据测试时间 、试数，2次果目道控1、2、3、超时时间1、2、终端和遥测终端对应答机进试星上显示其他120dBm右输左出功率可调,调节步长不超过10dB3围最大4最大568KHz,16KHz7BPSK82^n9型NRZ—容0.1rad~ESA/ESALIKE0.1~率率l~10sBPSK65.536KHz,327.68KHz,655.36KHz,320KHz,640KHz2^n125K,250K,500K,1M2M,10M信号处理单元主要在信号板中的FPGA点解决了信道模拟扩频信号的快速捕获与同步以及扩频信号的测量等几个70MHz中频接口（发送频率可变，接收频率固定信号处理单元的组成框图如图3-1

3-1同步异步同步同步信号处理单数传基带信号发送遥测基带信号发送状指令控DORGMSK信号解变速率遥测号接收测音相位测谱计算基带信号接收载波动态模信道动态模伪码信号产调制度控制调制度控制调制度控制PHY从图3-1信号处理单元是深空地检设备的信号处理完成中频信号与基带信号的上行链路信号产生，包括信号与测距信号主载波信号的捕获与实现下行链路信号中住载波信号的捕获与测距码捕获与BPSK/QPSKGMSK3-1表xx输入/出上行链路中频输出接口下行链路中频输入接口>-遥测基带数据输出接口数传基带数据输出接口解调数据输入接口对应答机指令/状态接口输入/出UDU(UserDataUDPIPMAC图xx具体来说，信息处理单元与信号处理单元之间利用二层信息（MAC地址）为标准IPUDP协议，应用层为数据信息和数据静荷。注：两个名词约定表xx控制查询指上行调制度设上行伪码测距信号信道动态模拟设置对应答机的控制指令与状态DOR上行信号数据信息处理单元与信号处理单元之间需通过流控机制保证供给应答机的息处理单元与信号处理单元之间需通过流控机制保证数来自应答机的上行解调UDU（srtat包含信息处理单元与信号处理单元之间交互数据信息和数据静荷。UDUUU用于信息处理单元对信号处理单元的控业务DU用于信息处理单元与信号处理单元之间的各业务数据交互。1、控制UDU与业务UDU的协议区利用二层协议的MAC地址来区分控制UDU与业务UDU（另外，控制UDU与UDU的协议格式也有所不同。控制与业务的协议区分如下表所示。表xxMACMACMACMACIPIPIPIP1MAC地址及本地IP地址如上表所示，已设为固定值，不可UDP端口做了限定。2、控制UDU协议格48byteUDU的协议结构如下图所示。MACIPUDPUDU(UserDataControlREAD Control标识字，用于标识控制UDU，内容固定为ReadControl标识字，用于标识控制UDU，内容固定为Reador指令读写模式，1READ、0WriteCommandControlControl注UDUControlHDRControlDataPadding→低位→低位→低位3、业务UDU协议格ServiceServiceUDU16byte1468byte（对应IP包长48byteServiceServiceMACIPUDPUDU(UserData 宽度Service4Service图宽度Service4ServiceUDU1、控制UDU上行下行交互过控控控（前向控制反馈（返向控反信息处理单 信号处理单图xxUDU中的”CommandAddress”（设置参数）请求还是读模式（查询状态）UDU中“ControlData”字段内容即为待向基带板设置的参数内容；若为读模式，则“ControlData”字段内容无意义。在返向时，控制UDU中的“ReadorWrite”字段表示当前UDU为对写模式请求的反馈还是对读模式请求的反馈若为写模式UDUControlData”字段内容等同于此次下行写模式请求中“ControlData”字段的内容，以表示对此次写模式请求已成功响应；若为读模式，则“ControlData”字段内容即若信息处理单元发起的控请求内容包含的指令读写模式（ReadorAddress数据（ControlData）ASCII字符“DEAD”（16进制0x4445414450494472、业务UDU前向返向交互过业务数据前该容量值决定本次前向发送多大的数据量。业务前向传输过程如程图所示存存在待发送业信号处理单元业缓存非满空闲，等待若干时根据缓存剩余容量向信图 业务前向流控交互流程1UDU进行交互，具体定义可参见文档后续“控制UDU对照列表”部分中的内容。2UDUServiceHDR的具体定义可参见文档后续“业务数据与UDU对照列表”部分中的内容。业务数据返注UDU中ServiceHDR的具体定义可参见文档后续“业务数据与业UDU对照列表”部分中的内容。UDU注：以下仅为部分对照列表示例，未来还待根据具体要求进行列表内容补1、信息处理单元MAC地址设置（CommandAddress0x01）设置模式“CommandAddress”=0x01，”ReadorWrite”=0。表 信息处理单元MAC地址设置数据列ControlData信息处理单元MACMAC16bit0通过此控制UDU，可将信息处理单元的MAC地址告知信号处理单元。这样，信号处理单元向返向反馈的控制UDU与业务UDU所对应的二层包的目的MAC地址即为信息处理单元的MAC地址。初始上电时（或信号处理单元全局复位后），信号处理单元中的该MAC0xFFFFFFFFFFFF，即广播地址。2、信息处理单元IP地址设置（CommandAddress0x04）设置模式“CommandAddress0x04，”ReadorWrite0表 信息处理单元IP地址设置数据列ControlData信息处理单元信号处理单元返向数据的IP32bit0通过此控制UDU，可将信息处理单元的IP地址告知信号处理单元。这样，信号处理单元向返向反馈的控制UDU与业务UDU所对应的IP包的目的IP地址即为信息处理单元的IP地址。初始上电时（或信号处理单元全局复位后），信号处理单元中的该IP0xFFFFFFFF，即广播地址。3、业务流控查询（CommandAddress查询模式“CommandAddress0x06，”ReadorWrite1表 信息处理单元IP地址设置数据列ControlData1表示当前缓存已被占用了多少个1bit02表示当前缓存已被占用了多少个33bit011000word1缓存还剩15000word的容量（16000-1000UDU注：以下仅为部分对照列表示例，未来还待根据具体要求进行列表内容补1、前向业务数前向业务数据针对遥测数据与数传数据，UDU长度采用定长方式，UDU长1004byte，对应IP1032byte。同时利用UDU中的”ServiceHDR”字段来区分遥测数据业务与数传数据业务。”ServiceHDR”字段内容规划如下：利用特定ASCII码字符DLTM（160x444c544d）利用特定ASCII码字符DLDT（160x444c4454）表示前向业务非上述两种特定字符即视为前向业务数据2、返向业务数业务返向针对数据，UDU长度拟取决于接收到的帧长度（变长。”ServiceHDR”字段内容规划如下：即非上述特定字符即视为返向业务数据CCSDS500k、100k、20k、16k、16.8k、16.16k、16.032k7种不同频率侧音信号的发送，各16kHz16kHz左右的16kHz侧音信号同时发送，复合成低侧音信号。USB测控系统对测距，采用纯音（正弦波）测距体制。地面检测设备向根据技术要求与SS500kH100kH、20k16k16.8k16.16k16.032k16.008k16.002k16.0005k10种不同频率的侧音信号发送。其中，500kHz100kHz为主侧音，并且可选；20kz、16kz、1.8kz、16.16k、16032kz、16.008kz、1.002kz、16.0005kz为次侧音（折叠音。20kHz16kHz16.8kHz16.16kHz16.032kHz16.008kHz16.002kHz、16.0005kHz为折叠音，依次对应：20kHz、4kHz、800Hz、160Hz、32Hz、8Hz、匹配解模糊完成，即无模糊距离测量完成。然后进入阶段，此后只需发送一个主侧音。侧音发送过程如下图所示，其中，f9500kHz100kHz，f8至f1依次为20kHz16kHz16.8kHz16.16kHz16.032kHz16.008kHz16.002kHz、 侧音发送过程示意X+XX+X 侧音发送实现框DDS实现，DDS的内部实现结构见图3-3相位累加（相位增量

cos(sin(++ ++3-2测量，其信号的频率准确度直接影响直接影响距离的解算。在10个侧音中，16.0005kHz0.5HzDDS实际上，为了取得精细的频率分辨率，DDS的相位累加器的位数取得非常大，而在实际的查表时，为了减小ROM表的大小，要对相位值进行截断，仅选量与查表位数相关，为-6.02P(dBc)DOR信号质量，故这里选用CORDIC算法计算信号的相位。3-3给出了基于CordicDDS14DAC102003-3基于Cordic2090dBc，满足系CCSDS-414中T2B和T4B码，T2BT4B15Csign(2c1c2c3c4c5Csign(4c1c2c3c4 。T2B和T4B码的生成结构与频谱如图3-3和图3-4所示。3-3T2B和T4B3-4T2B和T4B3-3，T2B和T4BPMy(tcos(wcta(t)cos(w1t=3-35即为信号调制副载波fc=7.044M，fs=38.522Mfb=1kbits，码元为随机生成的码字。由图可知，调制度b=0.95，副载波对称分布在以主载波为中心的两侧，即图3-5信号频谱a(t)累加×查表输字寄存wy(t)累加×查表输字寄存wc图3-6副载波PM调制原理框在图3-6中， 信号调制度控制参数图3-7给出了信号调制波形的仿真图3-7信号仿真（1010ci_sig与传统的USB体制不同，考虑到路径损耗比较大，深空通信中伪码伪原理框图如图3-8所示。复可变时延复可变时延成形滤波I伪码基带信可变时延成可变时延成形滤波Q载波偏差修3-840位表示载波和码元速率，根据系统的工作频率和载波频率fRF

5.58105fc

5.58105累计误差sfc*1s*Tc5.58

5.58Tc10.23106 5.58也就是说对于非准确频率点，静态信号1S时的最大理论累计测量误差为0.0055ns，约0.00165m。也就是说系统的最大误差不超过0.00165m，远小于要求FFT是傅立叶变换的快速实现算法，可以采用FPGA在数字域完成，通过FFT（低通或者带通描FFT并把信号下抽到合适的采样速率然后采用进行分析。窄带扫描FFT滤波滤波滤波滤波频率控制Q支3-9窄带扫描FFTFFT单元包括正交变频、DDSFFT等四部分组成，其中FFTDDS由可变带宽LPF窄带扫描FFT单元的滤波器包括完全相同的IQ两组滤波器，完成正交下变下抽取，如图3-10所示。51阶5阶5阶 51阶5阶5阶3-10窄带扫描FFTCIC（积分束状抽取滤波器）ADC输入信2M抽取的要求，为了保证HB51FIR滤波器主要用于对抽取的信号进行整形滤波，一方面进一步严根据CCSDS与技术要求，深空应答机下行链路采用PM调制，利用副载波主载波的捕获与实现框图如图3-11所示´环路滤波´环路滤波抽抽伪码再´xc´xc´载估解根据图3-11，主载波的同步包括载波捕获与两部分载波捕获采用载波估计算法实现完成低载噪比信号的载波频率的捕获递交给锁相环路进行，并采用带通滤波器获得与测距信号，递交到相应模块完成相关处理。接收的下行链路信号采用PM调制方式，具有较强的主载波频率分量，但同FFT实现对接收信号的并行捕获，实现载波频率偏差的初始估计。FFTFFT实现。采用扫频技术，由于FFT平均次数变大时会带来性能的，而单次FFT性能损失相对较少，所以这里采用提高FFT点数，采用单次平均的方式来估计频偏。3-16输入中频信

FFT单FFT单

幅值计40M高速幅值计 3-16信号平均，取出最大值对应的FFT幅值序号，计算对应的频偏值锁存给载波跟踪单元并产生控制信号表示载波频偏估计完成启动载波环路做闭环AD采样的信号是载波频率为f0的低中频信号系统实际的采样速率为4f0，信号载波为f0，故载波的信号离散取值为sin(k*pi2、cos(k*pi2，考虑特殊情况，取0，本振复信号的取值为1、j、-1、-j，这样，正交下变频采用选择开关就可以实现信号的正交下变频，为了保证FFT单元输出频谱数据的底噪尽可能的低，即保证输出载波信号FFT单元输入信号的带宽不能采用200kHz，这根据其他系统调试结果，下抽取滤波器采用两级滤波器实现，包括实现103CIC9FIRFFT单元的实际的采样频率为425ksps，信号带宽约为210kHz，可以实现200kHz信根据图3-16，信号的捕获采用择大的处理机制，故这里可以适应不同多普勒频移的载波信号捕获但载波环路不能满足不同多普勒频移信号的载波跟频移的大小与接收信号的信噪比，指示载波环选择合适的环路参数。载波环设计与实制信号后，然后触发载波环路开始工作。根据目前的文献资料与实验验证，载波环路采用二阶环路载波载波环路实现框图如图3-17所示图3-17载波环路实现框根据图3-17，载波单元包括正交下变频、低通滤波器与环路滤波器NCONCO频率的鉴相，输出相位误差信号。：还包括其他信号分量副载波信号、USB或扩频测距信号，这里采用低通滤2阶结构，生成的NCO实现与输入信号的相位同步。：为了满足不同信号条件下信号的根据实际调试与计算机仿真系统采用了两组不同的参数满足不同信号能量与扫描速率：一类为高速参数，采用三256159.6kH50H；另一类为低速参数，采用三级滤波器完成信号下抽取与滤波，信号的下抽取倍数为4096，环路滤波器的工作频率为9.35kH3H。考虑到输入的载波信号的载噪比极低，这里我们采用软件进行了仿真，图3-18给出了环路部分的定点化仿真的框图。3-183-193-20给出了C/N015dBHZ5Hz时环路的锁定状况与3-195Hz3-20锁定检测输入端IQIQ信号的能量大小，另一方面计算s(t)cos[2f0tC(t)]f0是中频载波频率，是中频载波初始相位，是测距调制，C(t是测AD采样率为4f0ADks(k)s(kTs)s(4k

)cos[2f04

C(f

)k kcos[kC(k) 4同，正交下变频后，IQ的数据分别为I(k)cos[C(t)]cos(k2C(Q(k)sin[C(t)]sin(k2C(

4f0

))))4由于取值较小，cos[C(t近似为恒值1，而Q(k)C(k)Q路数据可根据CCSDS标准，T2B与T4B均有包含了一个时钟码，存在显著的码钟分步，其实现框图如图3-21所示。 C1C1C2C6子码相关器子码相关器1子子码相关器子 子 定时定时逻同根据图3-21，测距码同步模块由伪码环、本地子码产生和子码相关器等部分构成。其中，码环是保证转发模式下系统测距精度的关键。根据CCSDS+1-1+1-1DTTL中噪声对同相支路数据判定的影响，改善传统DTTL在低信噪下的性能。3-223-233-24分别给出了不同输入信号载噪比情况下的环路3-22C/N0=1003-23C/N0=403-24C/N0=30C/N0=300.7s基本也可进入锁NCO807.36Hz3-25以T4B码型为例，给出了各子码相关值的大小，其中码2Mchip/s，PR/N0=30dBHz100s。C1相关累积值C2C1相关累积值C2相关累积值01C3相C3相关累积值

0 C4相关累C4相关累积值

012345678C5相关C5相关累积值5

12345678C6相关C6相关累积值50

3-25T4B考虑到信号信噪比偏低同时没有类似独的数据来进行信号同步的判定，图3-26为环路带宽为1Hz时，T4B和T2B码环相位响应与频率响应图，其中T4B相位、频率响应比T2B先收敛，这是因为T2B时钟分量较弱，跟 环的相位响应

环的频率响应

0 图3-26T2B/T4B环频率、相位响14（T2B10s左右。通过PN测距码的捕获同步电路获取T2B/T4B码的6个子码的相位值单元软件利用T2B/T4B复合码总相位计算中国剩余定理计算接收PN序列的总相位值T，再通过比较发送PN序列与接收PN序列的相位差，得到收发PN的时间差，从而可进一步计算出地面站与航天器之间的距离。具体计算如下T=(T1*504735+T2*721050+T3*642390+T4*134596+T5*850080+T6*175560)mod( 的侧音信号经由地面检测设备经窄带锁相环提纯后将其过零点相位与发从地面检测设备向应答机发出一个相位为的正弦波（测距音）信号，该信号经应答机转发回地面检测设备后其相位变为测出发送信号与接收信号的 ，式中，C为光速，为该测距音的周期。由于所测的相位差最大过，所以该测音本身能测量的最大距若最低侧音频率定为0.5Hz则测量的最大距离 为300,000km。减少。为了解决测距精度与最大无模糊距离 ，需要采用多侧音测距技术距离形侧音生调制应答发射侧音提侧音恢侧音提侧音恢检测设备完成而发射机和应答机等设备则提供无线测距所必须的信道关关 侧音相位提取实现框IXXQIXXQ图据工程经验核算出侧音最低信噪比为S/N=30dB，根据载波环，环路能够正常工作的理论值为S/N>=10dB。10dB才能稳定地捕获并保持稳定。S/N=S/(?B)=S/?假设环路带宽B=10Hz，则S/N=20dB，可以满足侧音环门限（还待建立仿真模型，验证低信噪比下误差范围及改善情况解模糊与距离形成（软件部分次侧主侧 匹配阶 测距工作过程示意4kHz800Hz160Hz32Hz8Hz2Hz0.5Hz需要的是，上述7个原侧音恢复的过程，是在t2~t8时刻分别进行刻的相位，另一个是虚拟到该时刻的相位。由上图可知，在t0t1时刻期间发送了f9f8。在t1时刻进行第一次匹配，用f8解出f9的模糊（在t1~t8各时刻进行的匹配称为静态匹配。在t1到t2期间，发送f9与f7，同时不断f9的相位（由于f9的相位随应答机距离而不断变化，所以对f9的相位称为动态并利用到的相位增量对f8进行虚拟。在t2时刻，由虚拟f8与f7恢复出f7，然后进行第2次匹配。该次匹配分2步进行：第1步用f7解出虚拟的f8的模糊；第2步用虚拟f8解出f9的模糊。在t888步解出虚拟f2~f8及f9t8时刻已经得到了无模糊距离的各侧音相即实际距离t8时刻以后只要不断地测出f9的相位增（即距离增量，并在t8时刻的距离基础上加上该距离增量，就可实现对距离的测量。下面以t1时刻为例，描述相位匹配解模糊的具体算法设100kHz测得的相位值20kHz测得的相位值 对取整去余，得到整数100kHz的相位模糊。通过上述3个步骤，即将100kHz的相位精度转移到20kHz的相位上（即确20kHz的相位为100kHz（的相位 在t2~t8相位的相位匹配仅在t1~t8f9的相位不断地进行。从上面的测距工作过程示意图也可以看到，也只有f9的相位可法，由f9的相位间接得到。如果对100kHz侧音的相位每50ms进行一次，假设从t1时刻到t2时刻共测20次相位，分别为，若时刻测得的相位为，时刻测得的相位为 ，则此时间段内100kHz侧音的相位增量为。依次过程将各时间段内的20个相差相加，即得到t1至t2时间段内的总相位增量。假设此总相位增量 ，则t2时刻20KHz的相位增量就t120kHz去，就完成了对20kHz侧音在t2时刻的相位虚拟以此类推，可以分别在t3~t8时刻完成各侧音相位的虚拟经过上述过程得到无模糊的侧音相位值后只需将相位值带入距离即可得出距离值。距离如下：，式中，C为光速，为该测距音的周期。BPSK调制，具有多速率可变；数传信号具有多BPSKQPSK不同，GMSKMSK调制方式的一种，由载波的频率，BPSKQPSK相同，GMSK也可以采由于相位的变化携带传输信息，GMSK信号的接收支持干解调或者差分解GMSK信号的解调。插插匹配滤匹配滤插插匹配滤匹配滤鉴相滤波输GMSK决输输×I接收基带信×I接收基带信Q×下抽环路滤波下抽3-28CIC与QPSK不同，GSM信号采用差分解调，其鉴相器仅负责频率，实质上是鉴频器，实现GMSK信号的频率。载波同步环路采用Costas结构，如图3-29´´´´Q环路滤波抽抽3-29DDS产生信号与输入信号存在qy1=a(t)cos(w1t)yi=cos(w1t+q)yq=sin(w1t+q)

DDS生成I路信号DDS生成Q路信号；Y=y?

I

[cos(2w1+q)+2；2Y=y?

Q

2[sin(2w1+

；IYi=a(tcos(q；QYq=a(tsin(q；a2(t) Y=Yi?

DDSq®0IYi=a(t)=?1I滤出有效信号，而Yq=0

码元同步环路采用Gardner3-30Gardner鉴相匹配滤Gardner鉴相匹配滤插环路滤输3-30器构成，Gardner鉴相器完成定时偏差提取，插值滤波器实现符号定时偏差的调Gardnerek

yk2yk如图3-31、图3-32ykyk-2yk-1ykyk-2ykyk-1

yk

yk-2=0Gardneryk-yk-2y-

1,yk=

yk-2= k-

íï+1,y=1, =

k- 假设接收到的误差信号如 3- 所示，定时误ek=

0.8)=

0.32，而在图3-32Gardner定时鉴相器误差ek=

0.8)=0yyk2 yk1T2ykT3-31Gardneryyk2d yk1T2ykT

3-32无误差Gardnerox-ulle方法产生信道加性高测试。根据参考文献，Box-Mulle方法采用数算，利用三个[0,1]之间均匀分布的白噪声产生高斯白噪声模块，原理如图3-33所示。3-33均匀噪声采用LSFR产生长度为40，信号周期为2^40-1=1099511627776，也就是说，采用100MHz的时钟时，输出加性高斯白噪声的周期为10995秒，约3小时，可以满足高低速数据的测试需求。3-34和图3-353-343-35从图3-35载波多普勒的测量是以一定时间间隔T号的相位差值P（不按照周期取模 15不考虑其他因素的影响，50ms

360

100ms500ms的测量精度分别为：0.42Hz0.083Hz获取本地的伪距相关测量信息。根据CCSDS建议标准，我们采用本地时间脉冲码片内相位和接收的码片相位的修正值系统分别采用40位NCO16NCO65536分之一，故可以保证测量的分辨率。DLL的环路滤波器决定，根据前面分析，调DOR信道。信道模拟：模拟深空信道的动态特性（发送通道信息收发：处理信道数据发送，遥测信道数据接收、数据信道数性能测试：对系统捕获性能、性能、测量性能在不同信道模拟环境下进试；并进量量均值和方差的统计。层和调度层两层进行设计。控制软件的基本组成图4-1所示。调度调度用户用户界面用户界面设备硬件管信道设模测统上行PM信下行主遥控 行 ） 多电 捕测