第2章闭环控制系统（2）课件

2.2转速、电流双闭环直流调速系统2.2转速、电流双闭环直流调速系统1tOn转速负反馈系统，只能对转速的稳态值进行控制。不能控制转速（或转矩）的动态过程。动态控制场合：一是起、制动的时间控制，二是负载扰动的恢复时间控制。2.2.1问题的提出引入电流负反馈tOn转速负反馈系统，只能对转速的稳态值进行控制。2.2.12图2-21时间最优的理想过渡过程（1）

理想的过渡过程图2-21时间最优的理想过渡过程（1）理想的过渡过程3（2）双闭环调速系统的原理图图2-22转速、电流双闭环直流调速系统Amplifierforspeedregulator（2）双闭环调速系统的原理图图2-22转速、电流双闭4(3)带限幅作用的输出ASR调节器和ACR调节器的输出带限幅作用.ASR调节器的输出限幅电压决定了电流给定的最大值Uim*。ACR调节器的输出电压Ucm限制了电子电力变换器的最大输出电压Udm。(3)带限幅作用的输出ASR调节器和ACR调节器的输出带限幅52.2.2双闭环系统的数学模型（1）稳态数学模型（稳态结构图）电流反馈系数2.2.2双闭环系统的数学模型（1）稳态数学模型（稳态结6（2）动态数学模型（2）动态数学模型72.2.3起动过程分析起动过程分为：电流上升阶段恒流升速阶段转速调节阶段。2.2.3起动过程分析起动过程分为：81.电流上升阶段（0~t1)ASR饱和,获取最大电流,ACR不饱和,对电流调节。1.电流上升阶段（0~t1)ASR饱和,获取最大电流,A92.恒流升速阶段(t1~t2)电流略小的原因(Ui)A点能否稳定运行？A2.恒流升速阶段(t1~t2)电流略小的原因(Ui)A点能否103.转速调节阶段1(t2~t3）BB点能否稳定运行？转速超调，ASR退饱和。3.转速调节阶段1(t2~t3）BB点能否稳定运行？转速超113.转速调节阶段2(t4~t5）C点能否稳定运行？CD点能否稳定运行？D3.转速调节阶段2(t4~t5）C点能否稳定运行？CD点能12理论上,线性系统的输出过程要到t=∞才稳定，但实际上，由于各种非线性因素及惯性的存在，逐渐衰减趋于稳定。结论理论上,线性系统的输出过程要到t=∞才稳定，但实际上，由于134.起动过程的三个特点：饱和非线性控制。转速超调。准时间最优控制。4.起动过程的三个特点：饱和非线性控制。145.起动过程对比5.起动过程对比15结论在双闭环系统突加给定过程中，表现为一个恒流调速系统，在稳态和接近稳态过程中又表现为无静差系统，满足理想起动过程要求，因此，双闭环系统可行。结论在双闭环系统突加给定过程中，表现为一个恒流调速系统，在稳162.2.4双闭环系统的动态抗扰性能双闭环系统与单闭环系统的差别在于多了一个电流反馈环和电流调节器。调速系统，最主要的抗扰性能是指抗负载扰动和抗电网电压扰动性能，闭环系统的抗扰能力与其作用点的位置有关。2.2.4双闭环系统的动态抗扰性能双闭环系统与单闭环系统的171.抗负载扰动图2-27直流调速系统的动态抗扰作用

1.抗负载扰动图2-27直流调速系统的动态抗扰作用182.抗电网电压扰动图2-27直流调速系统的动态抗扰作用

2.抗电网电压扰动图2-27直流调速系统的动态抗扰作193.转速调节器的作用1）使被调量转速跟随给定转速变化，保证稳态无静差；2）其稳态输出值正比于电动机稳态工作电流值（由负载大小而决定），输出限幅值取决于电动机允许最大电流（或负载允许最大转矩）；3）对负载扰动起抗扰作用。3.转速调节器的作用1）使被调量转速跟随给定转速变化，保证稳201）起动过程保证电动机能获得最大允许的动态电流；2）在起动过程，使电流跟随电流给定值而变化；3）对交流电网电压的波动有较强的抗扰能力；4）有自动过载保护作用，且在过载故障消失后能自动恢复正常工作。4.电流调节器的作用1）起动过程保证电动机能获得最大允许的动态电流；4.电流调节212.2.5静特性及稳态参数（1）静特性2.2.5静特性及稳态参数（1）静特性22（2）稳态参数在稳态时，PI调节器的作用使得输入偏差电压ΔU总为零。（2）稳态参数在稳态时，PI调节器的作用使得输入偏差电压Δ232.3 调节器的工程设计方法2.3 调节器的工程设计方法242.3.1问题的提出采用伯德图的调节器的设计方法较麻烦，需要有熟练的设计技巧，在工程上不够实用。需要一种简单，实用的工程设计方法。2.3.1问题的提出采用伯德图的调节器的设计方法较麻烦，需252.3.2控制系统的动态性能指标

自动控制系统的动态性能指标包括：跟随性能指标抗扰性能指标

2.3.2控制系统的动态性能指标自动控制系统261.跟随性能指标图2-34典型的阶跃响应过程和跟随性能指标1.跟随性能指标图2-34典型的阶跃响应过程和跟随性能272.抗扰性能指标图2-35突加扰动的动态过程和抗扰性能指标2.抗扰性能指标图2-35突加扰动的动态过程和抗扰性能282.3.3工程设计方法的基本思路

作为工程设计方法，应简单，实用，突出主要矛盾。1.选择调节器结构。原则：满足所需的稳态精度。2.设计调节器的参数。原则：系统稳定，满足动态性能指标的要求。2.3.3工程设计方法的基本思路作为工程设计方法，应简29一、选择调节器结构WR(s)原始系统典型系统典型Ⅰ型系统典型Ⅱ型系统一、选择调节器结构WR(s)原始系统典型系统典型Ⅰ型系统典型301.典型I型系统（1）结构图与传递函数1.典型I型系统（1）结构图与传递函数31（2）开环对数频率特性（2）开环对数频率特性32（3）快速性与稳定性之间的矛盾K值越大，截止频率c

也越大，系统响应越快，相角稳定裕度

越小，说明快速性与稳定性之间存在矛盾。在选择参数K时，须在二者之间取折衷。（3）快速性与稳定性之间的矛盾K值越大，截止频率c也越大332.典型Ⅱ型系统（1）结构图和传递函数

2.典型Ⅱ型系统（1）结构图和传递函数34（2）开环对数频率特性（2）开环对数频率特性353.调节器结构选择举例WR(s)原始系统典型Ⅰ系统3.调节器结构选择举例WR(s)原始系统典型Ⅰ系统363.调节器结构选择举例WR(s)原始系统典型Ⅱ系统3.调节器结构选择举例WR(s)原始系统典型Ⅱ系统37调节器结构的选择调节器特性=预期特性-原始系统特性

结论调节器结构的选择结论38二、选择调节器的参数典型Ⅰ型系统：参数：K，T典型Ⅱ型系统参数：K，T，二、选择调节器的参数典型Ⅰ型系统：391.典型Ⅰ型系统参数选择典型Ⅰ型系统的闭环传递函数：

（1）跟随性能指标和参数的关系

1.典型Ⅰ型系统参数选择典型Ⅰ型系统的闭环传递函数：（1）跟40参数关系KT0.250.39

0.50.691.0阻尼比超调量上升时间tr峰值时间tp

相角稳定裕度

截止频率c

1.00%

76.3°0.243/T

0.81.5%6.6T8.3T69.9°0.367/T

0.7074.3%4.7T6.2T

65.5°0.455/T0.69.5%3.3T4.7T59.2°0.596/T0.516.3%2.4T3.2T

51.8°0.786/T表2-1典型Ⅰ型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系KT0.250.390.50.691.0阻尼比41（2）抗扰性能指标和参数的关系电流环的扰动作用点：某种定量的抗扰性能指标只适用于一种特定的扰动作用点。（2）抗扰性能指标和参数的关系电流环的扰动作用点：某种定量的42第2章闭环控制系统（2）ppt课件43阶跃扰动作用下的输出变化量在阶跃扰动下，在选定KT=0.5时，

阶跃扰动作用下的输出变化量在阶跃扰动下，44第2章闭环控制系统（2）ppt课件45第2章闭环控制系统（2）ppt课件4655.5%33.2%18.5%12.9%tm

/T2.83.43.84.0tv

/T14.721.728.730.4表2-2典型I型系统动态抗扰性能指标

与参数的关系（KT=0.5,Cb=FK2/2)55.5%33.2%18.5%12.9%tm/T2.83472.典型Ⅱ型系统参数选择（1）跟随性能指标与参数的关系2.典型Ⅱ型系统参数选择（1）跟随性能指标与参数的关系48第2章闭环控制系统（2）ppt课件49表2-4典型Ⅱ型系统阶跃输入跟随性能指标(按Mrmin

准则确定参数关系)

h345678910

tr

/Tts

/T

k52.6%

2.412.15343.6%2.65

11.65

237.6%2.859.55233.2%3.010.45129.8%3.111.30127.2%3.212.25125.0%3.313.25123.3%3.3514.201表2-4典型Ⅱ型系统阶跃输入跟随性能指标(按Mrmin50（2）抗扰性能指标和参数的关系转速环的负载扰动作用点（2）抗扰性能指标和参数的关系转速环的负载扰动作用点51第2章闭环控制系统（2）ppt课件52第2章闭环控制系统（2）ppt课件53第2章闭环控制系统（2）ppt课件54表2-5典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标

与参数的关系

h345678910

Cmax/Cbtm

/T

tv

/T

72.2%

2.4513.6077.5%2.70

10.4581.2%2.858.80

84.0%3.0012.9586.3%3.1516.8588.1%3.2519.8089.6%3.3022.8090.8%3.4025.85Cb=2FK2T

表2-5典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标

55WR(s)原始系统典型系统典型Ⅰ型典型Ⅱ型典型结构三、传递函数的近似处理PPIPIDWR(s)原始系统典型系统典型Ⅰ型典型Ⅱ型典型结构三、传递函56（1）高频段小惯性环节的近似处理

小惯性环节可以合并（1）高频段小惯性环节的近似处理

小惯性环节可以合57近似相等的条件

频率特性

近似相等的条件频率特性58对频率特性的影响图2-42 高频段小惯性群近似处理对频率特性的影响T=T1+T2对频率特性的影响图2-42 高频段小惯性群近似处理对频率59

当系统有一组小惯性群时，在一定的条件下，可以将它们近似地看成是一个小惯性环节，其时间常数等于小惯性群中各时间常数之和。

结论当系统有一组小惯性群时，在一定的条件下，可以将它们60（2）高阶系统的降阶近似处理（2）高阶系统的降阶近似处理61近似相等的条件

近似相等的条件62（3）低频段大惯性环节的近似处理近似条件（3）低频段大惯性环节的近似处理近似条件63基本环节波特图基本环节波特图64表2-6校正成典型I型系统的几种调节器选择控制对象调节器参数配合T1、T2T3T1T2表2-6校正成典型I型系统的几种调节器选择控制对象调节器参65表2-7校正成典型II型系统的几种调节器选择控制对象调节器参数配合认为：

认为：

表2-7校正成典型II型系统的几种调节器选择控制对象调节器662.3.4双闭环系统的调节器设计用工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器，先内环后外环，即从内环开始，逐步向外扩展。首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。2.3.4双闭环系统的调节器设计用工程设计方法来设计转67-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTls+1RTmsU*I(s)Uc(s)KsTss+1Id1Ce+E

Tois+11

T0is+1ASR1

T0ns+1

Tons+1U*n(s)n(s)电流环图2-44双闭环调速系统的动态结构框图

转速、电流双闭环调速系统E(s)-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTl68设计分为以下几个步骤：1.电流环结构图的简化2.电流调节器结构的选择3.电流调节器的参数计算4.电流调节器的实现一、电流调节器的设计设计分为以下几个步骤：一、电流调节器的设计69Ud0(s)-+-UiACR1/RTls+1U*I(s)Uc(s)KsTss+1Id

Tois+11

T0is+1电流环E(s)1.电流环结构图的简化存在反电动势的交叉反馈问题Ud0(s)-+-UiACR1/RTls+1U*I(s)U70忽略反电动势的动态影响

Ud0(s)+-Ui(s)ACR1/RTls+1U*i(s)Uc

(s)KsTss+1Id

(s)

Tois+11

Tois+1简化的近似条件为:

忽略反电动势的动态影响Ud0(s)+-Ui(s)ACR1/71等效成单位负反馈系统

+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tss+1)(Tls+1)Id

(s)U*i(s)

Tois+1小惯性环节近似T∑i=Ts+Toi

等效成单位负反馈系统+-ACRUc(s)Ks/R(Ts72+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)+-ACRUc

(s)Ks

/R

(Tls+1)(Tis+1)Id

(s)U*i(s)小惯性环节近似处理

简化的近似条件为：

T∑i=Ts+Toi

+-ACRUc(s)Ks/R(Tls+1)(Tis73KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)2.电流调节器结构的选择KIs(Tis+1)Id(s)+-U*i(s)2.74校正后电流环的对数幅频特性

图2-24校正成典型I型系统的电流环OL/dBci-20dB/dec/s-1-40dB/decT∑i校正后电流环的对数幅频特性图2-24校正成典型I型系统753.电流调节器的参数计算由表2-1，KI

Ti=0.5，则KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)3.电流调节器的参数计算由表2-1，KITi=0.5764.电流调节器的实现4.电流调节器的实现77设计分为以下几个步骤：1.电流环的等效闭环传递函数2.转速调节器结构的选择3.转速调节器参数的选择4.转速调节器的实现二、转速调节器的设计设计分为以下几个步骤：二、转速调节器的设计781.电流环的等效闭环传递函数KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)1.电流环的等效闭环传递函数KIs(Tis+1)Id79传递函数化简近似条件：KIs(Tis+1)Id

(s)+-U*i(s)传递函数化简近似条件：KIs(Tis+1)Id(s)80电流环等效传递函数

这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。

这就表明，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）控制的一个重要功能。电流环等效传递函数这样，原来是双惯性环节的电流环控制对812.转速调节器结构的选择n

(s)+-Un

(s)ASRCeTmsRU*n(s)Id

(s)

Tons+11

Tons+1U*i(s)+-IdL

(s)电流环n

(s)+-ASRCeTmsRU*n(s)Id

(s)/

Tns+1+-IdL

(s)2.转速调节器结构的选择n(s)+-Un(s)ASRC82n

(s)+-ASRCeTmsRU*n(s)Id

(s)/

Tns+1+-IdL

(s)n(s)+-ASRCeTmsRU*n(s)Id(s)83令转速环开环增益为则

令转速环开环增益为则84校正后的系统结构

n

(s)+-U*n(s)校正后的系统结构n(s)+-U*n(s)853.转速调节器的参数计算

转速调节器的参数包括Kn

和n。按照典型Ⅱ型系统的参数关系，由式(2-81)

再由式（2-82）

因此

3.转速调节器的参数计算转速调节器的参数包864.转速调节器的实现4.转速调节器的实现873.转速调节器退饱和时转速超调量的计算线性系统3.转速调节器退饱和时转速超调量的计算线性系统883.转速调节器退饱和时转速超调量的计算非线性系统进入线性状态退饱和超调3.转速调节器退饱和时转速超调量的计算非线性系统进入线性状89两个系统的异同：

系统的结构，微分方程完全相同同一系统结构，在不同的初始条件下，其过渡过程不同，在新的初始条件下，重新求解。

初始条件不同：

两个系统的异同：系统的结构，微分方程完全相同初始条件不同：90比较P91图2-48(b)和 P80图2-41(a)P80图2-41(a)用来考虑突加一个标准的负扰动量，系统的抗扰情况求解捷径得到表格2-5

比较P91图2-48(b)和 P80图2-41(a)求解捷91根据图2-50，在t2时刻，电流由Idm下降为Idl，电流的变化量令，令，区别是电流的变化量为正扰动求解捷径根据图2-50，在t2时刻，电流由Idm下降为Idl，电流的92求解捷径求解捷径93因此，可以利用表2-5来计算退饱和超调基准值的计算计算基准值因此，可以利用表2-5来计算退饱和超调基准值的计算计算基准值94基准值的计算基准值的计算95退饱和超调量的计算

退饱和超调量的计算962.3.5 设计举例某晶闸管供电的双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式电路，基本数据如下：直流电动机：额定电压,额定电流,

额定转速，电动机电势系数，允许过载倍数；晶闸管装置放大系数：；2.3.5 设计举例某晶闸管供电的双闭环直流调速系统，整流装97电枢回路总电阻：；时间常数：，；电流反馈系数： （）；转速反馈系数： ()。设计要求：静态指标：无静差动态指标：电流超调量；空载起动到额定转速时的转速超调量。电枢回路总电阻：；981.电流环的设计①确定时间常数整流装置滞后时间常数：三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s。电流滤波时间常数：

Toi=2ms=0.002s。电流环小时间常数之和：按小时间常数近似处理，Ti=Ts+Toi=0.0037s。1.电流环的设计①确定时间常数99电流环的设计②选择电流调节器结构根据设计要求，要保证稳态电流无差，可按典型I型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，用PI型电流调节器。电流环的设计②选择电流调节器结构要保证稳态电流无差，可按典型100电流环的设计ACR的比例系数：电流环开环增益：③计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数：要求：电流环的设计ACR的比例系数：电流环开环增益：③计算电流调节101电流环的设计满足晶闸管整流装置传递函数的近似条件：④校验近似条件电流环截止频率：电流环的设计满足晶闸管整流装置传递函数的近似条件：④校验近似102电流环的设计满足忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：满足电流环小时间常数近似处理条件：电流环的设计满足忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：满足103电流环的设计⑤计算调节器电阻和电容电流调节器原理图如图2-48，

取40kΩ

取0.75μF

取0.2μF电流环的设计⑤计算调节器电阻和电容1042．转速环的设计①确定时间常数电流环等效时间常数1/KI

：已取KITi=0.5

，则转速滤波时间常数：转速环小时间常数：按小时间常数近似处理，2．转速环的设计①确定时间常数105转速环的设计②选择转速调节器结构按照设计要求，选用PI调节器，③计算转速调节器参数按抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为转速环的设计②选择转速调节器结构106转速环的设计转速环开环增益：

ASR的比例系数为：转速环的设计转速环开环增益：107转速环的设计④检验近似条件转速环截止频率为满足电流环传递函数简化条件:转速环的设计④检验近似条件108转速环的设计满足转速环小时间常数近似处理条件:转速环的设计满足转速环小时间常数近似处理条件:109转速环的设计⑤计算调节器电阻和电容电流调节器原理图如图2-50，

取470kΩ

取0.2μF

取1μF转速环的设计⑤计算调节器电阻和电容110转速环的设计⑥校核转速超调量设理想空载起动时z=0，由表2-5查得转速环的设计⑥校核转速超调量111转速环与电流环的关系外环的响应比内环慢，这是按上述工程设计方法设计多环控制系统的特点。这样做，虽然不利于快速性，但每个控制环本身都是稳定的，对系统的组成和调试工作非常有利。转速环与电流环的关系外环的响应比内环慢，这是1122.4调压与弱磁配合控制调速系统2.4调压与弱磁配合控制调速系统1131

概述概述调压方法是从基速（即额定转速nN）向下调速，从基速向上调速，则要采用弱磁调速的方法。1概述概述1142.电枢电压与励磁配合控制特性TeNnNnmax变电压调速弱磁调速UNUPPTeUnO图2-35变压与弱磁配合控制特性P2.电枢电压与励磁配合控制特性TeNnNnmax变电压调1153.两种调速方式1.恒转矩调速方式按照电力拖动原理，在不同转速下长期运行时，为了充分利用电机，都应使电枢电流达到其额定值IN。于是，由于电磁转矩Te

=Ce

I

，在调压调速范围内，因为励磁磁通不变，容许的转矩也不变，称作“恒转矩调速方式”。3.两种调速方式1.恒转矩调速方式1162.恒功率调速方式而在弱磁调速范围内，转速越高，磁通越弱，容许的转矩不得不减少，转矩与转速的乘积则不变，即容许功率不变，是为“恒功率调速方式”。2.恒功率调速方式117

由此可见，所谓“恒转矩”和“恒功率”调速方式，是指在不同运行条件下，当电枢电流达到其额定值IN时，所容许的转矩或功率不变，是电机能长期承受的限度。实际的转矩和功率究竟有多少，还要由其具体的负载来决定。由此可见，所谓“恒转矩”和“恒功率”调速方式1184.调压/弱磁调速各自的特点调压调速：基速以下调速，随着转速的降低，输出功率逐渐降低，电机的效率降低。弱磁调速：基速以上调速，随着转速的升高，转矩逐渐下降，带负载能力逐渐降低。4.调压/弱磁调速各自的特点调压调速：1192.5 双闭环直流调速系统的数字实现2.5 双闭环直流调速系统的数字实现120双闭环直流调速系统电路原理图++--TG+-+-RP2U*nR0R0UcUiRiCi++-R0R0RnCnASRACRLMRP1UnU*iLM+MTAIdUdMTGUPE+-+-2.5.1问题的提出双闭环直流调速系统电路原理图++--TG+-+-RP2U*1211.模拟系统的优缺点：

优点：概念清晰、控制信号流向直观.缺点：线路复杂、通用性差。1.模拟系统的优缺点：1222.数字硬件线路2.数字硬件线路1233.数字控制系统的优点以微处理器为核心,硬件电路的标准化程度高，制作成本低，且不受器件温度漂移的影响；其控制软件能够进行逻辑判断和复杂运算，更改起来灵活方便。此外它还拥有信息存储、数据通信和故障诊断等模拟控制系统无法实现的功能。3.数字控制系统的优点以微处理器为核心,硬件电路1244.软件流图4.软件流图1252.5.2 微机数字控制的特点微机控制的调速系统是一个数字采样系统信号离散化信号数字化2.5.2 微机数字控制的特点微机控制的调速系统是一个数字采126离散化

为了把模拟的连续信号输入计算机，必须首先在具有一定周期的采样时刻对它们进行实时采样，形成一连串的脉冲信号，即离散的模拟信号，这就是离散化。Otf(t)原信号Onf(nT)1234…采样离散化

为了把模拟的连续信号输入计算机，必须首先在具有一定周127数字化

Onf(nT)1234…OnN(nT)采样后得到的离散信号本质上还是模拟信号，还须经过数字量化，即用一组数码（如二进制码）来逼近离散模拟信号的幅值，将它转换成数字信号，这就是数字化。数字化

Onf(nT)1234…OnN(nT)采样后得到的离128采样定理香农（Shannon）采样定理规定：如果随时间变化的模拟信号的最高频率为fmax

，只要按照f>2fmax采样频率进行采样，则取出的样品序列就可以代表（或恢复）模拟信号。一般把速度环的最大采样周期定为10ms，把电流环的最大采样周期定为1ms，把采样周期定为被控对象的时间常数的1/5~1/10。采样定理香农（Shannon）采样定理规定：如果随时间变化129采样频率的选择采样周期最大值受香农采样定理的约束。采样周期最小值受程序执行时间的约束。采样频率的选择采样周期最大值受香农采样定理的约束。采样周期最130离散化和数字化的负面效应时间上的不连续性。量值上的不连续性。存在量化误差。Otf(t)原信号Onf(nT)1234…OnN(nT)离散化和数字化的负面效应时间上的不连续性。Otf(t)原信号1312.5.3转速检测的数字化旋转编码器是转速或转角的检测元件，旋转编码器与电动机同轴相连，当电动机转动时，带动编码器旋转，旋转编码器产生与被测转速成正比的脉冲。2.5.3转速检测的数字化旋转编码器是转速或转角的检测元件132旋转编码器可分为绝对式和增量式两种。绝对式编码器常用于检测转角，在伺服系统中得到广泛的使用。增量式编码器在码盘上均匀地刻制一定数量的光栅，又称作脉冲编码器。旋转编码器可分为绝对式和增量式两种。1331.旋转编码器图2-29增量式旋转编码器示意图1.旋转编码器图2-29增量式旋转编码器示意图134

正转 反转图2-30区分旋转方向的A、B两组脉冲序列转向的鉴别正转 反转转向的鉴别135旋转编码器的型号旋转编码器的型号1362.分辨率用改变一个计数字所对应的转速变化量来表示分辨率，用符号Q表示。当被测转速由n1变为n2时，引起记数值改变了一个字，则该测速方法的分辨率是 （2-36）分辨率Q越小，说明测速装置对转速变化的检测越敏感，从而测速的精度也越高。2.分辨率用改变一个计数字所对应的转速变化量来表示分辨率，1373.测速误差率转速实际值和测量值之差Δn与实际值n之比定义为测速误差率，记作

（2-37）测速误差率反映了测速方法的准确性，δ越小，准确度越高。3.测速误差率转速实际值和测量值之差Δn与实际值n1384.数字测速方法

M法—脉冲直接计数方法；

T

法—脉冲时间计数方法；

M/T法—脉冲时间混合计数方法。4.数字测速方法M法—脉冲直接计数方法；139M法测速记取一个采样周期内旋转编码器发出的脉冲个数来算出转速的方法称为M法测速，又称测频法测速。

M法测速记取一个采样周期内旋转编码器发出的脉冲个数来算出转140M法测速分辨率M法测速分辨率的最大值为

用M法测速时的分辨率与转速的大小无关。M法测速分辨率M法测速分辨率的最大值为141M法的测速误差率测量误差的最大可能性是1个脉冲。因此，M法的测速误差率的最大值为