电动汽车电机驱动与充放电集成系统研究

电动汽车电机驱动与充放电集成系统研究

0电机电磁扭矩的研究近年来，能源消耗问题日益严重。许多公司和科学家担心电动汽车对环境的好处。然而,对于电动汽车来说,其中一个主要的技术和经济弱点是充放电器,考虑到非车载充放电器不能随时随地充放电,本文主要研究车载充放电器目前广泛应用的车载充放电系统与电机驱动系统是相互独立的,这使得二者的集成成为可能。近些年许多学者对新型的集成充放电器进行了研究,随着对集成拓扑研究的深入,国外学者已提出应用在不同场合的拓扑类型。对于高度集成的系统,由于绕组中通过交流电流,会在电机中形成电磁转矩,如何利用或者消除电磁转矩是研究集成结构的关键。从目前的研究现状上看,研究的方向主要集中在集成驱动变换器在前级驱动变换器集成的研究上,文献针对充电模式下的电机电磁转矩问题,文献目前的研究普遍存在问题有:驱动电路结构复杂,开关器件较多;在电机绕组结构上作改进导致电机的结构复杂,进一步增加了制作难度和成本;充放电状态时,电机中会产生转矩,需要增加额外的机械结构;由于电机结构的改变而导致控制策略难度增加以及转子旋转带来的损耗。本文重点研究充放电集成拓扑结构,从电机绕组开路方向对驱动结构和电机三相绕组的配置进行深入研究,围绕消除充放电时不利的电磁转矩问题,提出基于电机绕组开路的电机驱动和充放电集成拓扑结构,对比研究了单相全桥、三相全桥和三相四桥臂变换模式下的性能,并从定子绕组的串并联角度研究不同通电方式下的电磁转矩问题,对比分析了不同结构的集成度及滤波性能的优缺点,选择出集成度最高、控制简单、成本最低的拓扑,并通过Matlab仿真和实验验证了该拓扑结构的可行性。1高度集成的结构传统汽车电机驱动系统如图1所示,主要由蓄电池、DC-DC变换器、三相全桥变换器、电机以及相应控制系统构成。车载充放电系统如图2所示,主要有蓄电池、DC-DC变换器、单相/三相全桥变换器、滤波器、电网及控制系统构成。两系统独立工作,当汽车处于运行状态,电机驱动系统运行;当汽车处于停车状态,蓄电池进行充放电,电机驱动变换器此时处于搁置状态。由于电机驱动变换器和车载充放电器是相同的结构,因此可在充放电模式下将电机驱动变换器重构成车载充放电器。此外,电机的绕组由于具有较好的滤波性能,可被重构成网侧滤波电感,减小甚至消除额外的滤波电感。所形成高度集成的结构如图3所示,此集成电路结构实现了单一结构的多功能运行,包括电机驱动、整流充电和逆变并网,相较于传统两者分离的系统,其集成度得到了较大的提升。对于图3所示电机驱动和充放电集成系统,其工作模式如下:当系统工作于电机驱动模式时,通过数字信号控制开关器件使电机三相绕组构成星形联结;当系统工作于充放电模式时,通过开关器件使电机绕组开路并与电网连接,集成系统被重构成充放电模式,实现蓄电池与电网的能量双向流动,电机定子绕组被构造成入网滤波电感,滤除入网的电流谐波,满足充放电模式下入网电流的低总谐波畸变率(TotalHarmonicsDistortion,THD)要求。存在的缺点为:当绕组中流过交流电流时,会产生转矩驱动转子旋转或者振颤,这不利于系统稳定运行,还会产生旋转损耗。为此本文基于如何消除转矩进行驱动拓扑和电机绕组上的改进。目前对于集成系统的研究方向主要集中在对驱动拓扑的研究和从电机本体角度对定转子绕组结构配置的研究,来实现整个系统的最优化集成。本文对已有的车载型充放电系统提出新的集成拓扑结构,主要创新点在于兼顾这两个研究思路,不仅考虑驱动拓扑的集成优化,还兼顾电机结构,在不改变电机绕组结构导致控制的复杂度增加和成本提升的前提下,只将电机中性点打开,使绕组开路同时引出6根连接线,重复利用电机电感作为交流滤波电感。本文从驱动拓扑角度将其分成三类:单相全桥变换模式、三相全桥变换模式和三相四桥臂变换模式,并从电磁转矩、系统结构、电机复杂性、滤波性能等方面对比其优缺点。1.1电机创新连接结构单相全桥变换集成拓扑如图4所示,充放电模式下由前两个桥臂构成单相全桥变换结构。对于单相充放电,为了减小网侧滤波电感,并全部利用电机的电感,电机的绕组可以重新配置成五种连接结构:四种三相定子绕组串联连接结构;一种其中两相定子绕组并联再与第三相串联结构,见表1。1.2桥采用三元转子串联串联保护三相全桥变换集成拓扑如图5所示,充放电模式下由三相全桥构成充放电结构。电机的三相定子绕组可以重新配置成图5连接结构,结构序号为Ⅵ:两相绕组并联与剩余一相绕组串联,如A、B绕组并联,再与C串联。通过控制给定VT1.3相四桥臂结构集成的三相四桥臂变换拓扑如图6所示,在前级三相全桥基础上加入一个桥臂构成三相四桥臂结构。对于单相充放电器,电机的三相定子绕组可以重新配置成图6连接结构,将绕组配置结构定义为结构序号为Ⅶ:A、B、C三相定子绕组并联连接,并且从中性点引出连接线与电网连接,通过控制使A、B、C三相定子绕组流过相同的电流。2在充电模式下，绞锁的旋转特性在实现电路拓扑集成后,电机驱动模式下采用传统i2.1不同扩大分组结构的空间合成磁动势交流电机绕组电流、磁动势都是随时间变化的,考虑其空间的位置,定义空间矢量,再基于空间坐标系对电机绕组由于通入交流电而形成的空间磁动势进行分析。在绕组的重构过程中定义A、B、C三相为电流流入的正参考方向,定义三相绕组交流电流为i电机定子绕组在充放电模式下,由于绕组中通入交流电,在电机中形成电磁转矩,本文对绕组结构Ⅰ～Ⅶ七种连接方式下的空间合成磁动势和平均电磁转矩特性进行分析。在空间坐标系下,七种绕组配置下的合成磁动势的矩阵表达形式为对于不同变换模式的绕组配置下流过绕组的电流关系为将式(3)～式(5)代入式(2)可得七种绕组的空间合成磁动势为则空间合成磁动势矩阵f式中,F从式(6)、式(7)知合成磁动势为零或为脉振磁动势。永磁电机电磁转矩为式中,F由于转子磁动势幅值F通过式(7)、式(9)可得七种绕组结构的电磁转矩的矩阵为其中当绕组中通过相同电流时,在不同绕组配置下,由于流过绕组的参考方向不同而导致空间合成磁动势发生变化,绕组结构Ⅰ和结构Ⅶ合成磁动势为零,对外表现的电感为零,其滤波性能主要取决于漏电感大小;绕组结构Ⅱ～Ⅵ为脉振磁动势,其对外表现为三相合成电感,滤波感值相对于前者较大。从式(6)、式(9)得出,平均电磁转矩计算与定转子磁动势夹角δ有关,当定子合成磁动势与转子合成磁动势夹角为零时,平均电磁转矩为零,因此在进行集成拓扑充放电的时刻将转子调到指定位置,电磁转矩为零,转子不会旋转。不同绕组配置下的空间合成磁动势图如图7所示,合成磁动势为固定角度的脉振磁动势。绕组序号结构Ⅰ～Ⅵ与图7a～图7f一一对应,结构Ⅶ对应图7a。集成拓扑对比见表2。从表2可以看出,在处于充放电模式时,虽然都可以解决电磁转矩问题,但在驱动结构上,单相全桥相较于三相全桥和三相四桥臂结构开关器件使用较少;在滤波性能上,结构Ⅰ和Ⅶ的滤波性能相较于结构Ⅱ～Ⅵ的脉振磁动势所表征的电感滤波性能较差;在电机绕组联结上结构Ⅶ改动较少,开关器件较少。综合考虑单相全桥变换下结构Ⅱ～Ⅴ最优,消除了不利的电磁转矩,不仅实现了驱动拓扑的集成,还可以利用电机电感减小或者消除并网滤波电感。2.2电流放电模式针对上述的单相全桥集成结构进行工作状态的分析,采用基于PR调节器实现对交流分量无静差调节模态1:当电机处于运行状态时,开关管VT模态2:当电机处于不运行状态时,以结构Ⅳ绕组配置为例,开关管VT在电机的电磁特性方面,由于三相绕组中通过相同的电流,但是由于电流流进的同名端不同,形成的A、B、C三相磁动势空间合成为脉振磁动势,因此在电机中平均电磁转矩为零。在充电(整流)模式下,需要稳定的输出电压,单位功率因数运行和网侧电流THD小于5%。其控制框图如图8所示,为维持输出电压的稳定,外环采用基于PI调节器的直流母线电压闭环,输出电感电流在放电(并网)模式下,需要单位功率因数运行和网侧电流THD小于5%。其控制框图如图9所示,为了实现对交流电流无静差调节,内环采用基于PR的电流闭环,PR的输出u3未来能源适应电力系统下的仿真为了验证本文提出的基于电机绕组开路的集成拓扑正确性和可行性,进行了相应的仿真分析,仿真参数见表3。针对上述所提出的集成拓扑分别进行充放电仿真,图10为单相全桥驱动充电模式下,绕组联结方式为结构Ⅳ的电机转速和电磁转矩波形,从图7定子合成磁动势可以看出,其合成磁动势超前A相60°,当δ=60°时,电机转子与合成磁动势存在夹角,有电磁转矩的产生,电机转子会发生略微旋转,转速在0～2r/min的转速下波动,电磁转矩也在±2N·m的范围内变化,串联绕组连接结构Ⅱ、Ⅲ和Ⅴ同理会出现上述情况,这不利于充电状态下系统的稳定运行。当δ=0°时,转子磁动势与合成磁动势夹角为零,通过式(9)计算可知电机的电磁转矩和转速都为零,通过图10b仿真结果得以验证。图11a和图11b分别是δ=0°时三相全桥变换和三相四桥臂变换的仿真结果,可以看出同样具有抑制电磁转矩产生的能力。从三种类型的驱动模式的对比可以看出,都具有抑制电磁转矩方面的能力,解决了充放电时由于交流电通入而导致转子旋转的问题,但是综合考虑滤波性能、电机绕组结构以及开关器件的数量,单相全桥变换模式下各相绕组配置为结构Ⅱ～Ⅴ时具有更好的性能。针对单相全桥变换模式下的性能指标进行仿真,将网侧电感和串入的电机绕组共同作为滤波电感,图12a、图12b是整流充电和逆变放电模式下的仿真波形,可以看出单相全桥变换结构在充放电两种状态下都可以实现单位功率因数运行,电网电流和电网电压同频率,同时电流相位可以跟踪电压相位,采用PR调节器可实现无静差调节,电流的有效值稳定在15A左右,对电网电流进行傅里叶分析可得,电流THD=2.64%,未串入电机绕组THD=2.90%,如图12c所示,满足国家标准THD<5%的要求,验证了结构的可行性。图12d是充电模式下的输出端直流母线电压的波形,采用基于PI的电压闭环,给定为400V,可以看出输出电压可以稳定在400V左右,波动为±2V,小于母线电压的1%,在允许的范围内。4电机串联串联方式对稳定性的影响为进一步验证理论分析,在充放电时只利用电机驱动器的前两个桥臂,构成单相全桥变换器,利用一台绕组开路的永磁电机样机进行充放电实验。以STM32F103芯片为控制核心,实现对输出端直流电压和电网电流的控制,硬件框图如图13所示。电压传感器分别采样电网电压、直流母线电压,电流传感器采样网侧电流,经过相应的调理电路送进ARM控制器实现算法控制,并产生相应的开关信号。所产生的PWM开关信号触发相应的开关管,开关管VT从表2的对比和仿真的结果可以看出,单相全桥驱动下的电机绕组串联方式性能较优,以绕组配置结构Ⅳ为例,结构Ⅱ、Ⅲ和Ⅴ具备相同的性能,针对所提出的这种集成拓扑进行了稳态充放电实验,并对比了电机绕组串入前后的性能。图15所示为单相全桥变换结构下未串入电机电感的实验波形,网侧电感为2mH。图15a是整流状态波形,实验条件是在电机绕组未串入电路,而网侧电感单独作为滤波电感的整流充电实验波形,功率为2870W,功率因数为0.999,电压外环的给定电压为400V,而实际输出端直流母线电压U图16是单相全桥变换结构下串入电机电感的实验波形,电机每相电感为0.15mH,网侧电感为2mH。图16a是整流状态的波形,实验条件是在三相电机绕组和入网电感共同作为网侧的滤波电感的条件下的整流充电实验波形,功率为2880W,功率因数为0.999,电压外环的给定电压为400V,测得直流母线电压为412V,在误差允许范围内,并且电网电流和电网电压同频率同相位。网侧电流的有效值为13.1A,电流THD=2.87%,其详细的谐波分量如图16d所示。通过图15c和图16d的FFT分析对比,实验结果表明单相全桥驱动变换结构由于串入电机绕组能提高网侧谐波电流的抑制能力,或等同于相同的谐波情况下由于电机电感的利用减小了额外并网电感的体积、质量。并网模式下的实验波形如图16b所示,电网电流和电网电压正好相差180°,电流稳定在9.88A,与给定的电流值基本一致,可以实现无静差调节。图16c是在系统不运行情况下所测得的电机转子位置信号u5电机5不同确立的集成拓扑针对传统车载充放电器在电动汽车中占用较大体积、质量的问题,从充电器驱动结构和电机驱