一种基于电容耦合谐振的电网取电装置

一种基于电容耦合谐振的电网取电装置随着科学技术和生产力的不断发展、进步，无线能量传输技术由于其高效高能、安全环保、稳定可靠、便携的优点为人们带来了诸多便利，并得到了长足发展和广泛应用。目前无线能量传输技术中，属磁场耦合式无线能量传输应用最为广泛，但磁耦合无线能量传输方式中存在线圈同轴性强、涡流损耗大、电磁干扰大等问题，这些弊端影响了这项技术的发展。为解决磁耦合式无线能量传输技术的弊端，本文提出了一种新型电容耦合谐振式无线能量传输方式。电容耦合式谐振无线能量传输，也被称为电场耦合式无线能量传输技术，是一种针对磁耦合谐振式能量传输的弊端研究出的、利用电力电子变换技术并结合现代控制理论研究的新型能量传输方式。本文首先基于所学电路理论和电力电子技术来分析电容耦合式无线能量传输技术的电路原理图，由其电路原理图及其重要性质可以推导获得一种可用之于电动汽车快速充电的电容耦合谐振式电网无线能量传输装置的电路拓扑结构，对其电路中存在的两种ECPT能量提取方案进行对比、讨论，把最终实验方案确定。其次，由于充电设备的多样性，考虑旋转机构用电器的充电方案；同时由于开关损耗、电磁干扰问题在设备运行时存在于高频逆变模块里，采用软开关功能电器。最后，把重要部件的参数配置包括耦合机构的交流等效电阻及并联耦合等效电感等确定；为了证明调谐的必要性及阐述电容耦合谐振式无线电网取电装置的输出特点，本文通过MATLAB仿真来分析实验方案的输出功率、频率及等效电阻之间的关系；为了验证调谐电路的可行性，在SIMUINK平台设计、仿真相应的电路。应用电容投电感切的方案补偿耦合机构来针对失谐问题。关键词无线能量传输；电容电感调谐；软开关技术；电容耦合；动态调谐第1章绪论1.1课题背景科技技术自二十世纪以来得到巨大的发展，电气化设备已经普及现代社会，还在日益渗透人们生活的方方面面。人们对电能的要求不再仅局限于对电能的安全性及充足性，对电能的便捷性的要求也有了很大提高【1】。随着新型电子器件行业以及电工理论的不断发展，很多以前的电气方面迫于时代限制未能实现的设想，逐一地变成了现实24】。二十世纪初期，著名的美国塞尔维亚裔电气工程师尼古拉特斯拉提出了无线能量传输技术(WirelessPowerTransmissionTechnique)这一概念，无线能量传输技术是利用特殊的电气设备将电源传输出来的电能经过处理，转变成为电场能量的形式或者磁场能量的形式，从而实现在无电线、电缆连接情况下进行电能传输的技术。无线能量传输这一技术在当今社会的许多方面可以得到广泛的应用，极大地改善了人们生产生活中很多传统电能传输方式带来的不方便甚至安全隐患，如：高铁以及大型吊车等移动设备需要通过导线及电刷等才能实现电能传输，电线易造成损坏危及操作人员的人身安全，此外矿井、加油站等对消防安全要求较高的场所中电线电缆连接不当也会带来的各种安全隐患【5一6】。综上所述，为解决以上的问题，避免人们在生产生活过程中造成不必要的人身财产损失，以及为人们日常生活带来便利的目的，在众多科学家及电气工程师的不断努力之下，无线能量传输技术应运而生。1.1.1研究意义从特斯拉提出利用微波作为传输介质这一设想之后，众多工程师都对其进行了实验论证，微波传输虽然可以实现远距离的传输，对于周围环境破坏较大，而且对人体有一定伤害【7】。但这一设想为后来的无限能量传输研究打下了理论基础，时至今日已经得到了实质性的进展，在无限能量传输的方式上有了很大的革新与实际的运用，比如美国的苹果公司已经研究出了可以无线充电的手机【8-13】，如图1-1所示。图1-1支持无线充电的手机如今无线能量传输技术有很多不同的实现方式，而不同的方式之间也有各自不同的优缺点，如图1-2.其中应用最为广泛、技术最为成熟、研究最为多的就是磁耦合式电能传输技术(ICPT,InductiveCoupledPowerTransfe)，这种无线能量传输技术是以按照一定规律变化的磁场作为能量媒介进行传输的，缺陷是传输效率不高，传输距离短，而且由于其本身传播媒质的原因磁耦合谐振式无线能量传输技术运用中还会导致诸多不便，例如遇到金属障碍物的时候会产生涡流损耗，降低传输效率，甚至损害设备，而且这种设备还有很大的外形限制，有着诸多不便仍然妨碍于实际应用。根据麦克斯韦电磁场理论可知，电场与磁场两种场源在许多特性上具似性，而且在理论上也呈现出一定的对偶性，为解决磁场耦合谐振式无线能量传输技术的诸多弊端【14-17】，国内外的许多专家开始着手研究电场耦合线电能传输技术(ECPT，Electrical-fieldCoupledPowerTransfer)，也被称作电容耦合式无线能量传输。ECPT相对于ICPT而言具有狠多优点，它是利用极板作为电极，几乎所有的电通量都通过极板，而且不受形状的限制【18】；当耦合机构之间或者周围存在金属性物质时，不会引起导体产生涡流损耗【14】；在工作时电场耦合机构的绝大部分电通量集中在电极之间【19】，故对周围的干扰小；当两个极板之间距离稍微的偏移或者错位时，不影响其工作状态，尤其是自由度高的特点可以实现“一对多”的能量传输【20】；但是ECPT系统中可能会存在耦合机构电压高、效率相对较低现象，但是对于此情形可以通过增加系统的频率或者改善系统的耦合机构减少对外界环境的电场辐射来避免此现象出现，发挥该技术独特的优点。ECPT可以解决ICPT技术中电磁干扰大、涡流损耗大等问题，因此这使该技术具有很大的研究价值，不管是对电磁要求严格或是对发热要求严格的领域都能有很好的表现。与此同时，由于其本身构造的优势，也可以在目前国家大力扶植的电动汽车产业中得到广泛的应用，由于磁耦合谐振式无线能量传输具有诸多的弊端，应用于电动汽车的充电时很大的局限性，一直以来都是限制电动汽车发展的一个重要的因素，而本文所研究的电场耦合式无线电能传输技术，针对此现象可以很好地改善当前电动汽车领域的这一个问题。因此，该技术将具有重要的科学意义以及广阔的应用刖景【21-28】。1.1.2国内外研究现状分析通过以上的看论述可知ECPT技术存在很多优点，不论是从其系统本身而言，还是相比较目前广泛应用的ICPT技术而言，该技术都有不可替代的技术优势。这也使得国内外很多学者和工程师投入大量的精力去研究这项技术［29-31］。无线能量传输的这一技术，并不是最近才变得炙手可热的，早在十九世纪末电磁感应理论发展伊始，研究电磁学的工程师们就将电能的无线传输的实现作为自己的科学探索的目标之一。1831年，英国物理学家法拉第发现：当一个线圈即使没有通电的时候，只要它接近通电线圈产生的磁场时，那个没有通电的线圈中也会产生电流，进而点亮小灯泡。这种现象被称之为电磁感应现象，无线充电技术己经初具雏形。1891年，特斯拉在美国纽约通过无线能量传输的方式，点亮了灯塔的电灯，并提出沃登克里弗塔的构想，如图1-3所示，从实际应用的角度证明了无线电能传输的可能性。图1-3特斯拉的无线充能实验和沃登克里弗塔设想美国威斯康星路德瓦大学学者利用流体力学的思想将电容耦合和流体动力轴承组件进行结合把静止状态下的电源功率传递给旋转的负载，使用超薄润滑剂作为电介质，以确保高的功率密度，减少了趋附效应，最终验证了此方式在功率传输方法具有竞争优势【15】。美国科罗拉多大学博尔德分校电气与能源环境工程系研究了一种电动汽车充电的电容式无线电能传输系统【16】，此系统的工作频率高达6.78MH,在此频率下，该课题组研究了一种建模方法，此方法是将寄生电容的复杂网络进行简化为匹配的等效网络，其功率传输密度达到现在技术的四倍，最终可以传输589W的功率，功率传输密度达到19.6kW/m2o除上述研究团队之外，新加坡、德国等多个国外的研究团队也在为ECPT技术的发展与运用进行着不懈的努力。在该领域外国学者起步比我国早得多，而且国外的科研机构相对于国内的科研机构来说，不论从人力、财力和物力来讲都存在很大优势，但国内诸多电气研究机构也在该领域做出了很多成果，重庆大学电力电子控制工程研究所、中国科学院大学是我国在此领域的先驱。重庆大学在基于频域分解的基础上且不考虑补偿的情况下利GSSA方法和离散映射方法，将ECPT系统的非线性模型转为连续性模型，建立H控制系统，提出平均功率平衡的控制方法，分析整个系统的动态和稳态过程；同时该课题组针对几种常见的耦合机构的灵活性不足问题，提出了一种新型的耦合机构；在耦合区域一定的情况下，以等效耦合电容最大为目标函数进行了参数优化，并且分析了耦合介质、电极厚度对系统功率和效率的影响【33-34】。中国科学院大学在对ECPT基本的电路拓扑结构的研充中，发现无线能量传输设备的输出能力很大程度上取决于系统的工作频率。针对此他们提出了E类放大器的设计方法。该方法具有效率高，制作成本低，调试简单的特点【35】。1.1.3论文研究的主要内容目前针对电容耦合谐振技术的发现，绝大部分都是从电容上进行能量提取，而且调谐方式，补偿方式以及传输机构的几何形状这些方面都存在不尽人意的缺陷，针对以上问题，本文将从电感上进行能量拾取，设计高频率的交流无线电能传输电源，针对失谐问题，同时应用电容投切以及电感投切，解决耦合机构因为等效电容变化而不能完全谐振的问题。研究内容包括如下几个方面：对电容耦合式无线能量传输电路拓扑结构进行理论分析，并介绍ECPT设备的基本组成构件。建立该电路的等效模型，根据电路的基本知识以及电力电子技术的基本知识，进行必要的化简，对不同的能量提取方式进行理论推导，讨论对比各种方法的优劣，并择优选择出最终实验方案，提出针对旋转机构用电器充电的方法，并针对逆变电路中开关管高速工作带来的损耗及噪声提出解决方案。确定能量提取方式之后，对本设计的耦合机构进行必要的参数选取，并对其阻抗特性，输出特性等进行必要的分析，得出本设计采用的拓扑电路的特性。针对ECPT设备存在失谐问题，设计出解决方案，提出电容电感投切的方法实现调谐的目的，调谐方式的确定后，对设计调谐的必要性做出论证，设计出具体的调谐方式，并应用仿真软件对此调谐方式做出仿真论证。第2章一种新型电容耦合谐振无限能量传输系统的拓扑结构设计磁耦合谐振式无线能量传输技术被大量设计应用在电动汽车无线充电设备中，但有诸多不足，例如传输效率不高、传输距离短、能量损耗大有可能产生涡流损耗等，这些缺点仍然没有得到很好的解决。与此形成对比的是，电容耦合谐振式无线能量传输技术采用极板作为电极，不会产生涡流损耗，电磁影响小。但相比之下，电容式无线能量传输技术处于起步阶段，本文在基于无线能量传输的理论基础上，提出并改进了一种新型的电容耦合谐振式无线能量传输的拓扑结构，阐述了ECPT的原理，对ECPT的两种能量提取方式分别进行理论推导及数学分析以期获得实验的最优方案。2.1ECPT无线能量传输的原理在能量无线传输中，ICPT把磁场作为能量传输的媒质。本文希望采用电场作为能量传输的媒介，而磁场的性质与电场的性质具有对偶性，并且二者的理论基础都是依据基本的电磁现象。谐振现象存在于生活中的方方面面，本文将重点放在电路中谐振现象。电磁学中含有一个或多个电感电容的时不变电路上接入特定频率的交流电,当交流电的频率与电容电感的固有频率相一致时，就会发生谐振现象。当电路中通过频率为3的交流电时，其电流瞬时值表达京】：(2-1)i=Isinco^(2-1)m电感这一参数指的是电感线圈中产生电磁感应的能力，当电感线圈中通以交流电流时，就会有磁通量流过线圈，并且通过的电流越大，磁通量就越大，产生的场强就越强；电容这一参数指的是，电容电极在相同的电位差下，所能容纳电荷的能力，当电荷置于电场之中时，电荷会在电场力的作用之下，发生定向的移动，电荷最终会在极板上不断地积累⑶*。电感流过的电流i以及电容两端的电压u符合以下一阶微分方程表达式。(2—2)(2-3)du1.——=—IdtC(2—2)(2-3)di 1——=一一udt L

根据电感的能量储存计算公式以及电容与电感之间存在的对偶性，可知电感中储存的能量W以及电容中所储存的能量W的计算公式为:L C1.(2-4)(2-5)W=—L/2sin2€t(2-4)(2-5)L2msin-90。)€C当变化的电流通过独立的电感元件和电容元件时，其两个元件所存储的能量会发生相应的变化。当电感和电容元件组成串联或并联电路时，把串联电路或者并联电路看成一个整体，如果其中一个元件在任意时刻的能量变化值恰好可以抵消另一个元件的能量变化值，能量在两者之间的分布是均匀的，但两者的总能量不发生变化，这种现象称为LC谐振，谐振时电感与电容中的能量不断进行相互交换。利用这种谐振现象并且结合不同的电路结构以无线方式将能量从电源端传送到用电设备侧，即实现所谓的无线能量传输。若系统要以高效率的传输能量，无论是电感式无线传输还是电容式无线传输，电路都需要满足谐振顷44】。2.2对于新型ECPT能量提取方式的分析根据电场和磁场间存在着较强的对偶的特性，因此从理论上来说，可以通过电场来传输能量，并且很多的研究机构也将之实现，但其中大多数不能实现系统的动态调谐，而且只能在固定的电容上提取能量，造成设备的效率不高，而且操作不是十分便利。针对电容耦合式无线能量传输目前存在的诸多问题，本文提出了一种优化改进的方案。图2-1实验结构示意图由图2-1所示，整个系统由电能输入、整流滤波模块、逆变模块、耦合机构、并联耦合电容和线圈设备、整流滤波模块、用电设备几部分构成。四块极板构成耦合机构实现能量的传输，通电后极板之间存在电场，A、

B两极板发送电能，C、D两极板接受电能，它们作为通道传送电能，又因为A、B极板和C、D基本之间没有布置导线连接能够实现能量无线传输的功能。通过对上述系统的分析，由此得到如图2-2,一种新的无线能量传输拓扑结构。新设计相比于传统的电容耦合谐振式无线能量传输系统为能量无线传输提供了一种新的方案。图2-2实验设计整体电路图2.2.1第一种能量提取方式图2-3第一种能量提取方式 首先分析传统的无线传输方案，能量从电容上获取。将左侧整体作为一个高频变频器，输出高频交流；将右侧的整流滤波电路作为一个负载交流电阻。在交流电源侧串联一个电感，其电阻值可以忽略。系统从电容上提取能量并通过电路将能量传送给负载，化简电路图如图2-3所示。此方案需要在电源侧串联大电感，其电感值足够抵偿机构的等效电容并使电路等效阻抗表现为感性，且并联耦合端口的感抗大于容抗，在等效电容上提取能量。简化后电路如图2-4所示。其中Ca等效与电容C1与C2串联，Cf等效为电容C3和电感L3的并联。图2-4是简化后的第一种能量

提取方式。图2-4简化后的第一种能量提取方式G=苫(2-6)c2 又因为并联耦合电路若呈容性满足感抗大于容抗，又有:€提取方式。图2-4简化后的第一种能量提取方式G=苫(2-6)c2 又因为并联耦合电路若呈容性满足感抗大于容抗，又有:€2LC—1>033(2-7)2-8)则可将电路进一步化简为电阻R串联电容q，简化电路图如图2-5。图2-5第一种能量提取方式等效电路图此时等效电阻分得电压为：设等效电阻R分压为U°,由电路定理易得，串并联等效电阻变换前后系统有功功率不变，等效电阻R吸收有功功率为：譬 (2-10)为了将系统的整体的效率提高，提高设备的传输性能，要使整个电路发生串联谐振，即电路的谐振频率与咼频电源的频率相等，整个电路谐振的条件为：图2-6第二种能量提取方式在电感上进行能量提取，对器件的参数者一定的要求。即系统中并联耦合侧的感抗要小于并联耦合侧的容抗，并最终从并联耦合侧等效电感上提取能量，经过简化后的最终电路原理图如下图2-7所示。R1AC图2-7第二种能量提取方式等效电路图€2L2 k—TOC\o"1-5"\h\z八 €2L2(2-16)(2-(2-16)(2-17)RL k ‘ €2L1, kR2式中：Lk表耦合电容C3与电感L3并联之后的等效电感，Ls表是最终等效串联电感，R1表示最终等效的串联电阻。则得到等效的串联电阻R1上的电压有效值与功率为：

L繡-J(2-18)1+——(2-18)' “ （2-19）通过上一节的叙述可知，统传输更多的有功功率，它发生串联谐振的条件为:通过上一节的叙述可知，统传输更多的有功功率，它发生串联谐振的条件为:1①2L2+R2①C （2-20）TOC\o"1-5"\h\zk s当cs以及«已知的时候，可以确定出等效交流电阻的范围，并得到最小值。这种情况下，当发生串联谐振时，整个电路所输出的电压及其功率为：ri )——wC(2-21)I(2-21)RLk'3 /RLk(2-22)根据上式可知，在频率、输入电压和输出功率确定时，可得并联耦合机构的等效电感Ls1的最小值，通过它对负载提供电能。在系统失谐时，可以通过对并联侧耦合电容C3进行调节，通过式（2-21）、式（2-22）可知，C调谐变化范围：——1—(2-23)2(2-23)根据上式可知，在目标的参数确定之后，不论耦合机构的电容是怎样变化的，其并联侧耦合电容的调谐范围是固定的，这种情况下，通过系统中的并联等效电感将电源所发出的能量以无线传输的方式传输给负载。通过以上的数据可知，在谐振时这两种能量提取方案的输出功率是相同的；在工程实际中，不同的负载对应的等效电容是不同的，对于第一种能量提取方式而言，要对不同的等效电容做出一定的电感补偿，且改变电感的大小相对来说不是十分方便；从调谐的范围来看第一种方式和第二种方式相同，根据方案的可行性，系统的稳定性以及工程实际等多方面的考虑选择第二种能量提取方式是恰当的，故下文以此作为分析对象。2.3针对旋转电器的改进由于充电设备的多样性，用电器工作时可能存在旋转的现象，正方形的极板容易错位，不能完全对齐，即使能进行能量传输，但是传输效率以及系统稳定性会大打折扣，虽然可以通过调谐的方法来对其进行调节，但极板错位现象带来的电容偏差是很大的，对调谐有一定难度，而且旋转过快时，对调谐系统的调谐速度也是很大的考验。因此，为针对设备为旋转机构的情况，本文采用套筒式耦合机构。此时，忽略其他因素影响，可将套筒式的模型看作是一个大的极板和一块小的极板进行能量传输。当内外筒出现倾斜，即出现内外筒壁非同轴现象时,可看作是平行板电容器出现的极板之间的不平行现象，对电容值影响较小,此时对系统输出的影响可以忽略不计。2.4新型软开关设计在ECPT系统工作时，逆变电路中开关管的开断会对系统的输出造成一些危害，首先是在进行高频逆变时开关管会产生开通损耗以及关断损耗;其次在开关管开通和关断的时候会造成很大的开关噪声。由于本设计的要求之一是尽可能地提高电容耦合式无线能量传输的传输效率，为了提高系统效率以及减少开关噪声降低电磁干扰，在设计电路时，我们想要让逆变模块工作在软开关的状态下，因此合理的软开关控制策略是十分必要的。电网谐振系统高频逆变

电路电网谐振系统开关管通断控制 零检测驱动电路 控制芯片图2-8ECPT逆变模块软开关控制框图如图所示，本文采用了硬件控制的零电流开关的策略，对流过电感L的电流进行过零检测，采集相关的电流的信号，对逆变模块的开关管的驱动信号进行调节，从而达到使系统始终工作在软开关的工作状态下。2.5本章小结为克服传统的电动汽车无线充电方式的诸多弊端，本章节改进一种新的无线能量传输方式，首先对无线能量传输的基本原理进行了简要的阐述,其次介绍了电容耦合谐振式无线能量传输的基本电路图，分析了其工作原理及其工作条件，然后，提出了两种不同阻抗性质的能量提取方案，并对二者能量提取方案进行了分析推导，并分析其各自的特点，根据工程实际进行定性对比分析，选取第二种能量提取方式作为本文的最终实验方案供下文研究分析。针对旋转充电机构，提出套筒式耦合机构的设想，改善传统平行板机构在为旋转机构充电时，出现的不完全对齐错位的情况，降低了旋转机构错位时调谐的难度。第3章确定设计的基本参数及分析参数关系3.1确定实验参数本章将对第二章中所提到的交流等效电阻、并联耦合等效电感等重要器件进行参数选取，设定其基本参数并对方案进行原理验证，根据工程实际对系统的重要器件的参数进行选取并仿真，并对其相关的重要参数进行必要的特性分析。在本方案中，设置其输出功率为25W,其频率设置为30KHz,交流电源输入为220V有效值，其负载上的电压也为220V,基本参数己经确定，接下面来对并联耦合电感Lsl以及等效电阻R进行参数上的确定。3.1.1确定等效电阻参数上文中确定了在电感上进行电能的提取。并联耦合电容Cs有着重要的作用，首先第一个作用是它能够在耦合机构的等效电容发生波动变化时候，对其进行调节，从另一个方面看，由于电感在工程实际中不易调节，可以通过将并联耦合电容Cs与电感进行并联，对其进行补偿来实现实验的要求，并让其最终呈现出感性。用一个并联耦合电感L31等效来简化分析。高频也电高频也电图3-1第二种能量提取方式等效后的电路图将电路中所有器件看作理想型器件，忽略其各种寄生的参数，电能全部施加在交流电阻上，此时交流等效电阻R上得到的电压以及其输出功率都达到最大值，并且会有如下关系表达式：(3-1)€2L+R2,€2R2(3-1)sisis

si式3-1可以被看最为一个关于Lsl的一元二次方程，其存在两个解，且输出功率和等效电感LS1呈负相关，所以为了得到较高的输出功率，求解出这两个电感值，取二者之中较小的，因此可以得到：P=CU2 ssP=CU2 ss€CR— 2C2R2—4初始状态时，两极板可以看作为一个平行板电容器，可表达为:式中：8°表示为空气介电常数，其值近似取值8.853X10-12F/m；S代表极板的面积，大小均为1m2；d为极板间距，大小为50mm。耦合机构的等效电容Cs的电容值约为177pF。电路发生串联谐振的情况下，输出功率和等效电阻之间呈正相关，经计算得到R的值为1057kQ,与之对应的电压是5.125kV，电流为4.48mA。3.1.2确定并联侧耦合电感参数该实验最重要的是从并联耦合电感Ls1上进行能量的提取，并将提取的能量提供给负载，电感的选取对输出功率的大小有直接影响，根据式3-1可知电感Ls1为：根据计算得到R=1057kQ，经计算可知并联耦合电感Ls1约为0.3604H,通过的电流为0.11A，最终得到串联等效电感为0.3601H。3.2系统输出特效和调谐特性的分析确立了基本的元器件参数后，下面对系统的输出特效及调谐特效进行分析。3.2.1影响输出的因素从整个系统上来看，其输出特性有两个重要的参考指标，首先是系统的输出电压，其次是系统的输出功率。首先来对其输出功率进行分析，通过上面的论述可知，决定系统的输

出功率大小的影响因素很多，利用控制变量的方法去分析频率、交流等效电阻R的大小对于输出功率的影响，绘制三者之间的函数图像，如下图3-3所示：图3-3图3-3等效电阻、输出功率、系统频率的函数关系图在图3-3中可以直观地看出，每一个功率的数值都会对应着一个交流等效电阻数值及频率的数值，即三者之间的函数有唯一解，在等效电容cs不变时，输出功率与交流等效电阻及频率呈现正相关关系。下面对输出电压进行分析，由控制变量法分析其在功率固定情况下及阻抗固定情况下的特点。（1）功率固定情况下根据本章第一节输出功率以及输出电压之间的关系，在输出功率一定的前提下，耦合机构等效电容以及输出电压的前提下，耦合机构等效电容以及输出电压U。之间存在如下关系:(3-6)本设计设计的输出功率为25W,分析在26KHz、28KHz、30KHz三个不同频率下耦合机构等效电容Cs以及输出电压U0的关系如下图3-4

T3-啓泊1.5,耦合机构等效电客箪位:F战0T3-啓泊1.5,图3-426KHz,28KHz,30KHz下输出耦合机构等效电容和电压关系图根据图3-4可知，频率固定时，在电路发生串联谐振的时候，系统输出电压U。与耦合机构等效电容C’之间呈负相关趋势，并且在耦合机构等效电容非常小时，输出的电压极高，可能会出现将把空气击穿的现象；当O’固定时，输出电压U。以及频率之间呈现负相关趋势,可以通过调节电源的频率的方式来调节耦合机构上的电压。(2)阻抗固定情况下式为:调谐电容C3以及耦合机构的等效电容O’都对输出电压以及有着重要的影响，当电路发生谐振且并联耦合侧存在C3的时候，输出电压的表达式为:根据上式可知，当等效电阻的大小、频率为定值的时候，并联耦合电容、耦合机构等效电容以及输出电压之间存在着一定的函数关系，绘制三者之间的函数关系图像，如下图3-5所示：

图3-5耦合机构的等效电容、输出电压、并联侧耦合电容的函数关系图系统发生串联谐振，且在频率以及交流等效电阻为定值的时候，输出电压和耦合机构等效电容之间呈正相关；输出电压和并联耦合电容之间呈负相关，即在在固定阻抗的情况之下，如要使输出电压恒定，可以通过对耦合机构等效电容以及并联耦合电容的调节来实现。3.2.2影响调谐的因素1本文第二章说明了，在系统发生串联谐振的时候，整个系统传输能力最强，效率最高，此时串联谐振时，存在如下关系式：1①= 0 LsCs (3-8)式中：3。是工作系统频率；Cs是耦合机构等效电容，单位为F；Ls是串联电路等效电感，单位为H。根据式3-10可知，耦合机构等效电容Cs的变化会引起系统频率的变化，导致整个系统频率与电源频率不匹配，即出现失谐状态，并会对输出电压造成影响，因此在耦合机构等效电容发生变化时，应该使用一些措施将其稳定在谐振的状态下。根据第一节可以了解到输出电压预计耦合机构等效电容值之间存在一定的函数关系，分析在26KHz、28KHz、30KHz三个不同频率下耦合机构等效电容Cs以及输出电压U0的关系，如下图3-6所示：

6000期含机构等致噌容車也:F6000期含机构等致噌容車也:F图3-626KHi、28KHi、30KHi下耦合机构等效电容以及输出电压函数关系图根据图3-6可知，在频率固定的前提下，输出电压与耦合机构等效电容的函数关系中，图像类似于二次函数，输出电压存在极大值，此时即系统发生串联谐振的时候，但是系统会由于外界的因素，发生失谐的情况，即等效电容值与理想情况下谐振电容值偏移，为保证输出的质量，此时需要对系统进行必要的调节，由于工程实际不可能达到理想状态，只能使其接近于谐振点，即接近最大输出电压，引出下文第四章，通过优化的调谐控制策略使之接近于谐振状态的输出。3.3本章小结本章首先根据现有条件确定了本设计的基本参数，通过理论公式的分析、推导对交流等效电阻的参数做出了确定，并对并联耦合等效电感的参数以及材质的重要指标进行了确定，通过对相关公式的推导、分析、绘制相关函数图像，通过控制变量的方法对系统的能量提取特性以及谐振工作特性做出了判断，对系统的特点进行了描述和分析，对输出功率以及输出电压两大重要输出参数的影响因素进行了阐述和分析，为下一章奠定了基础。第4章调谐方案的设计与分析通过第三章的论述可知，系统的输出功率主要受耦合机构的等效电容变化情况的影响，此时系统的输出功率及电压受到了极大的影响，保持系统处于谐振状态，或者说接近谐振状态对于电动汽车充电来讲是十分重要的，所以调谐对于本设计而言是十分重要的，本章将会确定本设计的调谐方法，并对其进行仿真验证。4.1调谐方法的确定对于一个实用可靠的调谐方式而言，让系统快速准确地找到谐振点并让其工作于谐振状态使对它的基本要求，本文采用的是通过投切电容或者电感的形式实现调谐的，这种方法的调谐使离散的，不连续的，但对其精度可以掌控，且控制方法简单，可以通过对耦合机构等效电容的调节从而达到调谐的目的，可以基本满足本设计的需求，由于是写的情况有可能是容性过小也可能是容性过大，因此需要同时加入电容及电感组，使其自动调节，其示意图如下图4-1所示。图4-1电容电感动态调谐电路图4.2设计调谐方案电容耦合式无线能量传输系统工作在理想工作状态，需要时刻让系统处于谐振状态，或者说是尽可能地接近谐振状态，因此调谐工作显得格外的重要，以上述的动态调谐方法为基础结合相应控制方法策略，可以有效地对耦合机构等效电容进行调节，从而实现调谐目的，使整个系统有更好更稳定的输出特性。

4.2.1设计投切电容电感组由于耦合机构等效电容具有偶然性和时变性，本节将基于电容的动态调节方式对系统进行调节，在并联耦合电感侧，采用多个电容以及电感并联，通过对输出端电压的检测，控制芯片对其进行控制，让电容电感组中电容过电感根据需求进行投切，并最终得到所需匹配数值，以此来调节接入电路中等效电容大小，从而达到调谐的目的，其控制思想的结构图如下图4-2所示。图4-2调谐过程示意图通过三级运算放大器的方法降低电压等級，第一个运算放大器起到隔离作用，再从传感器输出的时候再介入一个相同大小的电阻，使之还原在经过滤波后输入到第二个运算放大器中，第二个运算放大器起到真正的降低电压等级作用，第三个运算放大器起到隔离作用，将输出端的电压采集到控制器芯片中，芯片根据对应的算法控制投切相应的补偿或者电感电容,进而实现近似的谐振的效果。设稱合机构等效电容为Cx，需要并联耦合侧的调谐电容投切为C3才能够时系统近似发生谐振，令输入电压允许误差为5%、在初始失谐商状态下对应的输出电压U。对应的角速度分别为3、3且有：TOC\o"1-5"\h\zU 1 2(4-1)CD-CD=2Acd(4-1)2 1①-A€=1-(4-2)2 卒 ((4-2)①+ \ (4-3)1 乓 (4-3)式中：C］和C2分别为3］以及32所对应的电容值，单位为F。根据式4-1至式4-3可知，此带宽内允许的电容级差大小为:2C-CO,—1 2-2 (4-4)根据规定的允许的误差范围以及上式可知，电容的极差是3pF,电感极差为2mH,四路电容电感连接由二进制编码可知，总共可以组成除零状态外的15种不同的容值或感值4.2.2设计投切电容电感组的电路控制投切电容的每个开关之间都是相互独立互不影响的，通过控制器芯片用二进制编码进行控制，在本文中其硬件连接方式采用双MOS管采用反串联的方式构成的，此外每个MOS管都反向并联一个二极管，两个MOS管受同一个控制信号控制，共15种二进制编码对应15种不同容值。■I JJI A十也制数8421码电容值10(X)1Cl20010c230011Q+G40100Ci50101Ci+Ci601107011181D00c491001101010C2+C4111011121100Q+Q131101Cl+C3+C1141110Ct+Cy+C-151111图4-3编码对应的等效电容值这种控制方法易于循环控制投切，不存在重复的情况，并且各个状态之间极差相等其等效电容电感呈现出正比例关系，易于控制【45】。与此同时，由于这种控制方法本身存在的局限性导致了输出数值是离散的不连续的，精度上难以达到很高的水平，因此想要对电容耦合式无线能量传输系统做出改进，可以从投切电容电感的数量上进行改善，以提高电容耦合式无线能量传输系统的调谐能力。4.2.3设计投切电容电感组的控制方法图4-3投切电容电感组的控制方法流程图基于上文的分析及结论，本设计将釆用逐级控制的算法对投切电容进行控制。首先将表4-1中的15个非零电容值进行由小到大的排列，每一个电容值对应一个控制量。令Un+1以及Un为控制量，并且Un+1是Un下一个状态的控制量,。当Un<Un+1时，对flag取反。当flag=O时，控制量在并联耦合侧的输出电压处降低一级电容或投入对应的电感，控制量的表达式为：u=uG-1) (45)n+1nn V4-J)当nag=l时，控制量在并联耦合侧的输出电压处升高一级电容或投出相应的电感，控制量的表达式表示为：u=U(n+1) IQn+1nn (4-6)在谐振控制系统工作时，定义：初始状态flag=O,并且定义flag=O是降低电容指令，flag=l是增加电容指令，U］是未投切电容或者电感时的电压，II?是投切后的电压，根据以上定义控制算法的流程与如图4-3所示。4.3仿真与分析本小节将使用MathWorks公司出品的Matlab软件中的Simulink硬件仿真平台，对本设计进行模拟仿真，利用该平台中的各个器件搭建整个系统的仿真模型，其仿真模型如图4-4所示：图4-4设计方案仿真模型系统接入220V交流电，经过整流、逆变将高频交流电输入耦合机构,通过IdealSwitch来控制电容电感的变化切换，图中V】至V4为四个MOS管，表示逆变桥，Bridge代表整流桥，投切控制指令由swtest引脚控制，开关的断开和闭合由sw引脚控制。4.3.1验证系统输出根据系统的运行情况，整个仿真电路可以近似地看作是一个RLC电路，在系统发生谐振的时候，30KH(基波导致谐振，与之对应的高次谐波被电路抑制，最终输出的谐振电流是和工作频率相同频率的标准正弦波，整流桥Bridge桥后的逆变部分用的是方波驱动的方法，在实际的应用中，需要在此处添加驱动电路，且这种波形可以被看作是基波与高次谐波的叠加组成的。4.3.2验证系统调谐当耦合机构等效电容发生波动的时候，需要投切电容以及电感来实现

调谐的目的，为了能够将调谐的效果更加直观地表现来，设置等效电容值为200pF的电容，在仿真软件中运行，输出电压的有效值及其瞬时值如下图4-及图4-6所示。8000k-&000600040002问丿0-2000-4000-60001,0

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