2020海上风电场柔性直流输电变流器设计技术

海上风电场柔性直流输电变流器技术目录TOC\o"1-2"\h\u4046一、概述 330686二、ＨＶＤＣ输电变流器拓扑结构 520871１传统ＨＶＤＣ输电变流器 531091２ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电用常规变流器 625509３多电平变流器 815643三、输电变流器控制方式 11283591调制方法 11197252均压控制 154109四、ＭＭＣ调制与直流均压控制 16180571ＭＭＣ建模 1666092调制方法 227217３ＭＭＣ控制方法 26161534环流抑制方法 28154165仿真验证 3010117五、输电试验系统 3116656（一）输电试验平台 316091（二）控制系统软件设计 3518553（三）实验结果 38一、概述海上风电因具有不占用陆上土地资源、风能利用率高等诸多优势，得到了迅速发展。截至２０１１年底，全球已建成８０个海上风电场，累计装机容量达到４９５４ＭＷ；我国海上风电（包含潮间带）累计装机容量为２４１３ＭＷ。基于柔性直流输电的风电机组集中控制并网是目前海上风电场电能直流输送的普遍应用方案。如图７⁃１所示，风电机组输出的交流电经升压变压器升压后通过交流海底电缆送到风电场内柔性直流输电海上换流站的公共交流母线上，送端变流器将交流电变换为直流电后用再经柔性直流输电海底电缆送到岸上换流站，经受端变流器变换为交流电后送入主电网。风电机组的有功、无功功率由送端变流器集中控制。海上风电规模化开发与利用，对于海上风电柔性直流输电变流器提出了更高的要求，主要涉及变流器拓扑结构、控制方法，以及在海上风电场中的应用等。图７⁃１基于柔性直流输电的海上风电机组集中控制并网多电平变流器的特点为用小容量器件直接实现大容量的功率变换，无需变压器的连接，已成为大功率电力电子装置的理想拓扑结构。多电平变流器拓扑结构通常利用模块级联或在常规拓扑结构基础上注入（叠加）多电平阶梯波等方式来扩展输出电平数，主要有以下三种基本结构形式：１）二极管钳位型多电平变流器；２）飞跨电容型多电平变流器；３）级联型多电平变流器。这三种基本的多电平变流器各具特点，存在元器件数目多、直流侧电压不均衡或需要多路独立直流电源等不足。多电平变流器的调制策略通常采用基于ＰＷＭ的多载波调制或以阶梯波逼近参考信号等调制方式，其中，采用ＳＶＰＷＭ同时控制多个目标，难点在于如何确定通用多电平矢量。多电平变流器的均压控制可利用载波信号的空间分布、参考信号叠加分量、调整输出触发脉冲序列等多个自由度获得平衡电压。例如，ＭＭＣ结构可根据电压等级灵活配置，具有公共直流侧，适用于大规模海上风电场并网的ＶＳＣ⁃输电系统应用。针对电平数较多的变流器，调制策略宜采用ＮＬＭ方法，利于降低开关损耗，同时通过与电容电压排序等均压控制策略相结合，控制方法更为简单、实用，可作为海上风电场并网的输电工程首选方案之一。由于上述三种多电平变流器结构都是由电压型桥式电路扩展而来，只能实现从直流侧到交流侧的降压变换。因此，针对直流电压较低或者变化范围较宽的场合，这三种结构就不适用了。对此，学术界又开发了多种新型的多电平变流器拓扑结构，相对于传统结构，这些新型的多电平变流器拓扑结构做了很大改进，减少了独立直流电源和元器件数目，并增加了开关组合的自由度。然而，针对这些新型的拓扑结构，传统的开关调制算法已经不能适用。通常，针对每一种新型拓扑结构采取单独设计开关调制算法的措施，工作量势必大大增加。对此，有学者提出采取基于目标波形与逻辑组合的多电平变流器通用调制算法，该算法只需按照传统的调制算法给出变流器输出的目标波形，再通过适当的逻辑运算，就可以找到开关器件相应的驱动波形，具有原理简单、易于数字化实现的优点，且不依赖于拓扑结构，有助于更为深入地研究和应用新型拓扑结构。二、ＨＶＤＣ输电变流器拓扑结构１传统ＨＶＤＣ输电变流器随着电力电子技术及新材料的发展，晶闸管的单管容量不断提高，通过优化其门级，目前光控晶闸管（ｉｇｈｔＴｒｉｇｇｅｒｅｄＴｈｙｒｉｓｔｏｒ，ＬＴＴ）及电触发晶闸管（ｌｅｃｔｒｉｃｉｔｙｒｉｇｇｅｒｅｄｈｙｒｉｓｔｏｒ，ＥＴＴ）单管容量均达到８ｋ３ｋ以上，例如，１１００ｋ特高压直流输电工程自主开发的换流阀采用的电触发晶闸管单管容量为８ｋ５ｋＡ。以晶闸管等半控型电力电子器件组成换流阀的大功率变流器已广泛应用于传统ＨＶＤＣ输电系统，根据电压等级和容量需要将多个晶闸管直接串联、并联构成阀组，为减小谐波、提高系统容量，变流器交流侧通常采用移相变压器构成脉波甚至脉波结构，其典型结构如图７⁃２所示，其中，直流侧为１２脉波ＨＶＤＣ输电系统一端结构。图７⁃２基于晶闸管的传统ＨＶＤＣ输电单端系统结构基于晶闸管等半控型电力电子器件的变流器所能覆盖功率范围较大，控制技术相对成熟，但也具有一定的局限性，例如，随着海上风电场规模的不断扩大，其固有的不稳定性、地理位置分散和远离负荷中心等特点，使得采用基于晶闸管的传统ＨＶＤＣ输电技术或交流输电技术应用在稳定性、经济性和损耗方面存在不足。虽然谐振和强迫环流技术的应用能够在一定程度上解决了连接弱交流系统时存在的稳定性、可靠性等问题，但是其对海上钻探平台、孤立小岛等无源负荷供电应用仍然存在诸多困难。２ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电用常规变流器近年来，以绝缘栅双极型晶体管（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ，ＩＧＢＴ）为代表的全控型电力电子器件容量不断提高，使得基于全控型器件的电压源换流器广泛应用于直流输电领域，例如，ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电技术能够很好地解决传统ＨＶＤＣ输电中存在的问题。目前，瑞典某公司已将ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电系统的最大输送容量提高到了１０００ＭＷ以上、直流电压达±３００ｋＶ，突破了传统高压直流输电的技术瓶颈。应用于海上风电场并网ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电系统中，较为成熟的是常规两电平和三电平变流器。对于两电平变流器，由于受到ＩＧＢＴ等全控型器件单管耐压的限制，各桥臂通常采用多个开关管直接串联的方式，即通过组成阀组后再构建三相桥式结构。例如，目前已投运的两电平ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电工程主要有：１）Ｔｊａｅｒｅｂｏｒｇ工程，输电距离为４３ｋｍ，总容量为７２ＭＷ／８ＭＶＡ，直流电压为±９ｋＶ；２）ＤｉｒｅｃｔＬｉｎｋ工程，总容量为１８０ＭＷ／３×６５ＭＶＡ，直流电压为±８０ｋＶ；±３）Ｇｏｔｌａｎｄ工程，输电距离为７０ｋｍ，总容量为５０ＭＷ／±ｋＶ。三电平变流器则以采用二极管钳位式三电平结构应用居多，该结构最早由日ａｂａｅ于年提出其主电路如图所示图中Ｅｕ，ｖ，ｗ为交流系统三相电压瞬时值；ｕｃａ，ｂ，ｃ为变流器交流侧三相电压瞬时值；Ｌ为变流器输入电感；Ｒ为变流器和变压器损耗等效电阻；、Ｃ２为直流侧电容；ｉｄｃ为直流输电线路电流；Ｖ１～为功率开关器件ＩＧＢＴ（带反并联二极管）；每个桥臂由两只开关管（）及一个钳位二极管（～）构成，在变流器直流侧电容电压均衡时，两个直流侧电容的电压Ｕｄｃ＝ｄｃ＝Ｕｄ２。在运行过程中，各相开关管两两互补开关，例如Ｖ１与Ｖ３、Ｖ２与Ｖ４互补，可输出三种电平，当关断时，该相桥臂中点输出电压为Ｕｄ２；当导通且Ｖ４关断时，中间的两个主开关器件把功率二极管引出的零电平加到输出端上，输出电压为０；当导通且Ｖ１、Ｖ２关断时，输出电压为－Ｕｄ／２。同时，由于钳位二极管的存在，使得各开关管承受的正相阻断电压为Ｕｄ／２。图７⁃３三相二极管钳位三电平变流器主电路（３⁃７⁃４除此之外，常用的三电平结构还有飞跨电容三电平和有源钳位三电平ＬｅｖｅｌＡｃｔｉｖｅＮｅｕｔｒａｌＰｏｉｎｔＣｌａｍｐｅｄ，３Ｌ⁃ＡＮＰＣ）等，其一相桥臂结构分别如图ａ和图７⁃４ｂ所示。图中，Ｃａ为飞跨电容；Ｖａ１、Ｖａ２为钳位开关管。与二极管（３⁃７⁃４钳位三电平结构相比，有源钳位三电平结构能避免内外层开关器件功率和发热不平衡的问题。下面列举了部分采用上述两种三电平结构的直流输电工程应用案例：１）Ｅａｇｌｅａｓｓ工程容量为ｖａｒｋ其中一端为弱交流系统；±２）ＭｕｒｒａｙＬｉｎｋ工程，容量为２００ＭＷ、＋１４０Ｍｖａｒ／±０ｋＶ；３）ＣｒｏｓｓＳｏｕｎｄ工程，容量为３３０ＭＷ、±７５Ｍｖａｒ，直流电压为±１５０ｋＶ；４）ＥｓｔＬｉｎｋ工程，容量为３３０ＭＷ，直流电压为±１５０ｋＶ。图７⁃４飞跨电容和有源钳位三电平主电路拓扑结构３多电平变流器为解决全控型电力电子器件耐压有限以及直接串联对工艺要求过高等问题，业界研发了一系列多电平变流器，主要有多电平重注入变流器、有源钳位多电平变流器、多重化变流器和模块化多电平变流器。3.１多电平重注入变流器该结构采用大功率低频开关器件，避免高频脉宽调制（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａ⁃ＰＷＭ），主电路由两个三相桥串联的交流输出模块和多电平注入模块两部分组成。如图７⁃５所示，三相桥交流侧经变压器耦合串联叠加输入／输出交流电流，多电平注入部分利用多个钳位开关管和直流侧电容产生多电平阶梯波，将其连接至公共点Ｏ，当中各相上下桥臂开关管动作时，其交流侧各桥臂中点输出电压为：直流侧总电压Ｕｄ与公共点Ｏ注入的多电平电压相互叠加形成多电平阶梯波，通过增加三相桥交流侧输出电压电平数，能够有效降低输出波形谐波含量，同时，可实现主回路器件的软开关（零电压开通，零电流关断），有助于进一步降低开关损耗。相对于二极管钳位式多电平结构，由于三相桥臂公用一组多电平注入电压，因此，在输出电平数相同时，所用钳位开关器件数量明显减少。当然，随着电平数增加，同样存在所需钳位器件增多、系统结构更加复杂、模块化实现困难等问题。至今还尚无采用该结构的ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电实例工程。3.２有源钳位多电平变流器在常规３Ｌ⁃ＡＮＰＣ基础上，有学者将飞跨电容（ＦｌｙｉｎｇＣａｐａｃｉｔｏｒ，ＦＣ）多电平模块加入３Ｌ⁃ＡＮＰＣ内层开关器件之间，提出５Ｌ⁃ＡＮＰＣ电路（见图７⁃６）。通图７⁃５多电平重注入变流器拓扑结构过控制飞跨电容的电压为Ｕｄ４，再将其与电容电压Ｕｄ以及中点电压串联，就可以输出种电平，Ｕｄ２、Ｕｄ０，且通过增加模块，还可以增加其输出的电平数。与传统相比，该结构的模块化程度有所提高，但随着模块的增多，各电容初始值设置困难，限制了其电平数的增加。在此基础上，也有学者提出了一种新的设计电路，通过将钳位于不同电压等级，进一步增加了输出电平数，还给出了另一种拓扑结构。其缺点是电路结构较复杂。图７⁃６有源钳位５电平变流器拓扑结构3.３多重化变流器多个变流器输出的方波电压经移相变压器依次错开一定角度，再将各自的输出经变压器二次侧串联叠加得到多电平阶梯波，并通过增加变压器二次侧移相绕组个数，来增加输出阶梯波的电平数。图７⁃７所示为基于个２Ｈ桥的个方波电压多重叠加拓扑结构，２Ｈ桥初始相位依次滞后π角度（此处＝６）。采用该结构的变流器，随着输出电平数增加，可降低输出电压谐波含量、提高系统容量。但是，过多的电平数也会导致移相变压器制造困难，同时，因其直流侧为并联结构，只适用于高压交流传动系统，而无法应用于高压直流输电领域。图７⁃７３个方波电压叠加逆变器3.４模块化多电平变流器目前，应用最为广泛的变流器结构是传统Ｈ桥级联多电平，以Ｈ桥结构为功率单元，依次串联组成变流器各相桥臂。该结构在传输有功功率时需要多个独立直流电源对各Ｈ桥单元供电，且无公共直流侧。因此，该结构更适用于传输无功功率或交流传动领域，在ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电系统中应用存在困难。以半桥结构级联构成的模块化多电平变流器（ＭｏｄｕｌａｒＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＭＭＣ），各桥臂均由结构相同的半桥子模块构成，可根据输出电压和功率等级灵活配置，上下桥臂均为星形联结，有公共直流端，因此，更适用于ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电系统，且目前已有示范工程投运。如图７⁃８所示，ＭＭＣ主电路由个桥臂组成，其中每个桥臂包含ｎ个子模块（ｕｂｏｄｕｌｅ）和环流抑制电抗器～各子模块中开关器件互补工作，子模块存在两种状态（投入、切除），可输出两种电平ｕｃ（投入）和０（切除），其中，ｕｃ直流侧电容电压。ＭＭＣ各相交流侧输出为该相投入子模块直流侧电容电压的串联叠加，若各模块工作于脉宽调制（）方式，则ＭＭＣ交流侧为多电平电压波形。同时，由于采用模块化设计，子模块串联个数基本不受限制，易实现高压大容量，并且可以扩展到任意电平输出，输出电压谐波含量低，接近理想正弦波形。因此，在网侧不需要配置大容量交流滤波器，甚至可以省去滤波装置，同时，开关器件的开关频率低，开关损耗也相应降低了。ＭＭＣ与传统的Ｈ桥级联结构相似，均采用模块电压串联叠加方式输出多电平。其中，Ｈ桥级联结构，各Ｈ桥模块采用星形联结，模块可输出正负电平，经串联叠加跟踪参考信号正负半波；ＭＭＣ结构以半桥模块代替Ｈ桥模块，采用双星形联结，模块输出单极性电平，以上、下桥臂模块串联叠加跟踪参考信号负、正半波。两者的控制方式及工作原理相近，但ＭＭＣ具有公共直流侧，易于构成单端及多端ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电系统。图７⁃８基于模块化多电平的三相ＶＳＣ结构综上，可见现有多电平拓扑结构通常采用两种设计思路：１）模块化级联结构，其级联模块可以采用相同结构，如Ｈ桥级联和ＭＭＣ等，也可采用不同结构模块级联，如将多电平模块与两电平模块级联，低开关频率的高压单元与高频单元级联等；２）在传统二极管钳位等多电平电路中选择桥臂中点或钳位电路等位置，采用注入方式获得多电平输出波形，例如，有源钳位和重注入多电平等。三、输电变流器控制方式1调制方法常用调制方法有正弦脉宽调制（ＳｉｎｕｓｏｉｄａｌＰＷＭ，ＳＰＷＭ）、多载波ＳＰＷＭ、空间矢量调制（ｐａｃｅｅｃｔｏｒ）、特定谐波消除（ｅｌｅｃｔｉｖｅａｒｍｏｎ⁃ｉｃｓｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ）、最近电平调制（ｅａｒｅｓｔＬｅｖｅｌＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＮＬＭ），以及基于目标波形与逻辑组合的多电平变流器通用调制方法等。1.１ＳＰＷＭ该调制方法常用于常规两电平变流器，由调制波与三角载波比较产生触发脉冲，控制变流器上下桥臂开关管工作。对于双极性ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电系统，其交流输出电压波形为幅值为±Ｕｄ／２的方波。1.２多载波ＳＰＷＭ可用于多电平变流器。例如，对于三电平变流器，可设置两组三角载波信号，并通过与参考信号比较后生成触发脉冲；对于多电平变流器，根据一个桥臂级联模块数或电平数，通过设置相应数量的三角载波信号，与参考信号比较生成多组触发脉冲。各组三角载波信号可以是层叠式或相移式（相互错开一定角度）等多种分布方式，其中，三角载波信号同相层叠时，交流输出电压谐波含量较低。该调制方法的优点是易于实现，缺点是直流电压利用率低。此时，可以采取在调制波中叠加共模分量或零序分量等方式，使其与ＳＶＰＷＭ等效，来提高直流电压利用率，同时，还可以利用不同目标函数优化所叠加的零序分量。1.３ＳＶＰＷＭ利用有限的开关矢量合成参考矢量，输出波形质量优于常规两电平及三电平。但是，随着电平数的增加，可供选择的开关矢量个数增多，但算法的复杂程度也随电平数的增多而急剧增加，因此，该调制方法常用于三电平结构，难以用于五电平及以上的拓扑结构。对于三电平变流器ＳＶＰＷＭ技术的应用较为成熟，由于存在一定数量的冗余矢量，目标矢量的合成方法相对灵活，所产生的系统性能也各不相同。１）通过增加限制条件，使输出电平在０～－Ｕｄ／２以及０～＋Ｕｄ／２之间切换，避免在正负电平间直接移动，可使输出电压更加平滑。２）通过去掉一些能够产生较大共模电压的开关矢量，还能够有效抑制共模电压对系统的影响。３）通过调整参考矢量合成的开关序列，例如，重新安排三电平矢量图中各小六边形区域中心矢量和其他相邻矢量的作用顺序，可进一步降低电流谐波畸变程度等。对于电平数较多的拓扑结构，为简化计算量，目前通常采用非正交坐标系，如ＫＬ坐标系，即选取相位互差１２０°的两坐标轴Ｋ、Ｌ建立坐标系，使得所选择矢量作用时间的计算只包含简单的乘法和加法。与此类似，也有采取在６０°坐标系下给出了矢量作用时间的快速计算方法，但该方法只适用于线电压，参考信号还需要再次作变换成为相电压，计算量大。对此，还研究了适用于相电压计算的多电平ＳＶＰＷＭ方法，该方法省去了三角函数运算。常用的非正交坐标系还有虚坐标系，即通过将静止三相坐标系Ａ⁃Ｂ⁃Ｃ逆时针旋转９０°，得到对应的ｊａ－ｊｂ－ｊｃ虚坐标系，该方法的特点是考虑了零序分量的控制。还有学者注意到任意多电平参考电压矢量必然处于矢量分布图中某一个小三角形中的特点，提出了一种利用目标矢量所在小三角形顶点矢量合成目标矢量的多电平ＳＶＰＷＭ通用方法。此外，通过对两电平矢量作用时间进行线性变换，给出了另一种多电平ＳＶＰＷＭ的通用方法。在基本的基础上，还派生出多种适用于多电平变流器的其他调制方法，例如，通过变流器各相参考信号的占空比（由多三角载波方法获得），直接计算得到电压矢量及作用时间；提出在一个周期内保持功率平衡的调制方法，与特定谐波消除法和多载波空间层叠法相结合，均衡各级联功率单元输出功率；基于针对错时采样的空间矢量调制方法（ａｍｐｌｅｉｍｅｔａｇｇｅｒｅｄ），将相电压采样点等效为复平面上一系列离散矢量，错开各功率单元采样时间，相当于多组三角载波错开一定相位，生成触发脉冲序列；采用多级滞环对应多个级联功率单元生成触发脉冲；提出一种滞环磁链调制的方法，在一个旋转的矩形区域内选择相邻的三个矢量合成目标矢量；提出三维ＰＷＭ（ｉｍｅｎｓｉｏｎ）方法，对于较多电平数，其计算复杂度小于两维平面下的方法。1.４ＳＨＥＰＷＭＳＨＥＰＷＭ通过将输出波形按照傅里叶算法展开，利用特定谐波系数为０的条件建立非线性方程组，计算开关角度，消除指定次数的谐波。但是，该方法存在计算量较大，且初值选取不当会造成方程组无解等缺点。通过与三角载波方法的结合，利用三角载波与参考信号相交点生成方程组初值。也可以与ＳＶＰＷＭ方法相结合，即在系统输出频率较低时采用ＳＶＰＷＭ，较高频率运行时则采用ＳＨＥＰＷＭ，触发切换过程中将ＳＶＰＷＭ输出状态作为ＳＨＥＰＷＭ方程组的初值。为进一步简化计算，还提出了基于幂和理论计算开关角度的方法，特点为计算工作量明显小于传统的“牛顿⁃拉夫逊”算法。1.５ＮＬＭ方法尤其适用于结构。当设计的电平数很多时，例如达到上百个电平，此时，各级联单元无需工作于高频ＰＷＭ状态，而是采用阶梯波逼近参考信号。假设ＭＭＣ参考信号为ｍｓｉｎ（ωｔ），对于Ｎ１电平变流器，ｒｏｕｎｄ（２Ｎｍｓｉｎ（ωｔ））（ｒｏｕｎｄ为取整函数）为桥臂投入子模块（）个数，ＳＭ为切除状态，上、下桥臂互补工作。采用该方法获得各级联开关状态，在输出电平数较多时，可获得较高质量的波形；缺点是电平数较少时，谐波含量会明显增加。1.６基于目标波形与逻辑组合的多电平变流器通用调制方法如图７⁃９所示，该方法的假设前提条件为：针对任意一种采用多电平拓扑结构的实际变流器，一旦电平数确定以后，总可以找到一种电平数与之相同的采用基本拓扑结构的等价变流器。由于等价变流器的调制方法比较成熟，因此，可以采用某种具体的调制方法（例如，多载波ＰＷＭ）给出其具体开关器件的原始工作波形和最终的输出电压目标波形。由于等价变流器和实际变流器输出电平数相

图７⁃９基于目标波形与逻辑组合的多电平变流器通用调制方法流程同，因此，实际变流器必然可以获得与目标波形一致的输出电压波形。这样，原始工作波形和实际变流器各个开关管的工作波形（实际工作波形）之间必然存在某种逻辑关系，只要找到这种逻辑关系，就可以由原始工作波形推导出实际工作波形。然后，再利用实际工作波形去驱动实际变流器各个开关管，就可以得到与等价变流器相同的输出电压波形。在求取实际变流器工作波形与原始工作波形之间的逻辑关系的过程中，可以采用两种实现方案，即逻辑组合和逻辑编码⁃译码方式。综上，针对各种多电平变流器调制，ＳＰＷＭ方法相对简单，通过增加三角载波数量可应用于较多电平拓扑结构，但其直流电压利用率较低，高频ＰＷＭ开关增加了系统损耗；ＳＨＥＰＷＭ方法需离线计算开关角度，消除指定次谐波，灵活性相对较弱，且存在开关角度计算复杂等问题；ＳＶＰＷＭ方法，直流电压利用率较高，输出波形谐波含量较低，但随电平数的增多，多电平基本矢量和相应的开关状态冗余进一步增多，尤其针对模块化结构，多电平ＳＶＰＷＭ方法复杂程度大大增加，计算量过大，虽然通过采取诸如改进的矢量选择和计算方法等措施，理论上能够实现任意电平的ＳＶＰＷＭ，但在实际应用时仍存在一定困难，寻找一种能够实现直流侧电容均压、开关频率固定、能快速跟踪参考信号等多个控制目标，同时，计算量不会随电平数增加急剧上升的空间矢量调制方法仍然是当前研究热点之一；ＮＬＭ方法避免了采用高频ＰＷＭ，且方法简单，尤其适用于模块化多电平结构，但在输出电平数较少的情况下，会引起输出波形质量下降；基于目标波形与逻辑组合的多电平变流器通用调制方法，通过假设实际变流器与等价变流器存在的关联，提出采用相应成熟的调制方法，特点为算法简单、易实现，且不依赖于拓扑结构，通用性强，适用于各种多电平变流器。2均压控制2.１三电平变流器均压控制方法三电平变流器均压控制方法相对成熟。根据其数学模型可知两电容中点电压具有自平衡特性，但由于开关状态的切换，会将不同的相电流引入直流侧上、下电容的中点，向中点注入或从中点抽取电流，势必引起中点电位波动。因此，中点电位的不平衡是三电平电路的一个固有问题，如果中点电压大幅变化，则会因开关器件承受的电压超出其耐压范围，造成开关器件损坏，并且输出波形畸变，谐波含量增加。所以，中点电压平衡是三电平变流器的主要控制目标之一。通常采用ＳＰＷＭ触发方法，并通过在参考信号中叠加一定的平衡分量来平衡中点电压。例如，基于两电容电压偏差，分别在上、下桥臂的参考信号中叠加一定的补偿分量，计算所加入的补偿分量的限幅值。采用零序电压注入方法控制直流侧中点电压平衡，同时，根据在低调制度时ＳＰＷＭ触发方式的输出特征，采用载波幅值交叠的方式改善输出电压的谐波特性。通过建立三电平变流器基于零序电压注入的中点电位平衡控制模型，采用基于注入零序电压的准确解析计算方法。ＳＶＰＷＭ方法通常利用冗余矢量选择平衡中点电压，根据所选矢量对中点电流作用的不同，分析其对电容的充、放电作用。还提出了中点电压的不平衡因子的概念，并利用不平衡因子调整矢量作用时间达到平衡中点电压的目的。还有学者提出通过综合和考虑目标矢量的位置及幅值大小，划分出１２个扇区，并针对直流侧电容电压出现较大不平衡情况，优化矢量选择表。此外，还提出在三电平变流器直流侧增加一级直流变换器，通过改变其开关角度来控制两个直流侧电容电压平衡的方法。2.２模块化多电平均压控制方法ＭＭＣ各相直流侧总电压不完全相等，其桥臂电流中势必存在一定环流分量，同时，由于各个直流侧电容参数和各功率单元损耗等具有差异，导致各个ＳＭ直流侧电容电压不均衡，使功率器件的电压应力不一致，增加了功率器件额定容量，且在严重的情况下，还会造成系统不稳定。针对ＭＭＣ的直流侧电容均压问题，通常可以采用两类方法控制均压，即直流侧电容电压排序法和参考信号中叠加平衡分量的方法。在此基础上，还提出了通过将上述两种方法进行综合，分别控制桥臂内电容电压平衡值，同时跟踪给定值。１）电容电压排序法。为保证各相上、下桥臂输出的总直流电压不变，通常要求变流器各相投入的ＳＭ个数为该相级联总模块数的一半，且保持为常数。具体方法为：首先根据参考信号幅值和所采用调制方法确定当前采样周期中投入和切除的ＳＭ个数，然后再根据桥臂电流方向，对ＳＭ电容电压进行排序，最后分配各ＳＭ开关状态，分配原则是给电压较低的ＳＭ的电容充电，反之，对电压较高的ＳＭ的电容放电。２）参考信号中叠加平衡分量的方法。由于变流器各相直流侧电压不可能始终是相等的，存在一定偏差，因此造成各相直流电压不相等，引起的环流为两倍基频的交流量，从而导致电容电压出现波动。为了抑制该环流大小，通常采用的方法是利用各模块直流电压与平均值的偏差值，经比例控制器等输出环流抑制分量，再与参考信号叠加后分别作为各子模块最终的调制信号，抑制环流，减小电容电压波动。综上，多电平变流器均压控制方法大都是通过改变参考信号、载波信号、触发脉冲的排列顺序或多滞环宽度等，其中，对于多载波ＳＰＷＭ方式，则采用叠加平衡分量，以及改变多载波信号空间分布的方法等；对于ＳＶＰＷＭ方法，主要利用冗余矢量的选择实现均压；对于非ＰＷＭ调制方式，如ＮＬＭ等，通常会针对模块化多电平结构，并利用调整触发脉冲排列顺序实现模块电压平衡。四、ＭＭＣ调制与直流均压控制1ＭＭＣ建模1.１子模块模型图７⁃１０主电路结构，由个桥臂组成，其中，每个桥臂包含ｎ个子模块和环流抑制电抗器～每个子模块（ｕｂｏｄｕｌｅ）中包括电互补工作ｕｃ输出电压为ｕｏ采用模块化设计，理论上串联的数量基本不受限制，易实现高压大容量，且可以扩展到任意电平输出，输出电压谐波含量低，接近理想正弦波形。因此，在网侧不需要大容量交流滤波器，甚至可以省去滤波装置，同时，开关器件的开关频率低，开关损耗也相应减少。与传统的Ｈ桥级联结构相比，不需要复杂的移相变压器，同时具有公共直流侧，易于构成单端及多端输电系统。针对图７⁃１０所示结构每个桥臂由ｎ个半桥串联构成，存在两种状态（投入、切除），分别如图７⁃１１ａ和图７⁃１１ｂ所示。其中，７⁃１１ａ为投入状态，Ｖ１开通、Ｖ２关断，如果ｉｄｃ流入ＳＭ，则电容经二极管ＶＤ１充电，ｉｄｃＳＭ，放电，模块输出电压ｕｏ＝ｕｃ图７⁃１１ｂ为切除状态，Ｖ１关断、Ｖ２开通，如果ｉｄｃ流入ＳＭ，则经Ｖ２流出，如果ｉｄｃ流出ＳＭ，则经二极管ＶＤ２流入，模块输出电压ｕｏ＝０。以ｓ表示开关函数，则ＳＭ输出电压及电容电流如式（７⁃１）所示，当ＳＭ为投入状态（即Ｖ１开通，Ｖ２关断）时，ｓ＝１；当ＳＭ为切除状态（即Ｖ１关断，Ｖ２开通）时，ｓ＝０。因此，忽略开关损耗，则图７⁃１０的等效拓扑如图７⁃１２所图７⁃１０基于模块化多电平的三相ＶＳＣ结构图７⁃１１ＳＭ状态及结构示。图中，Ｕｄｃ为直流侧电压；Ｕｄｃｘｊ为各电容电压，ｘ＝｛ａｎ，ｂｎ，ｃｎ，ａｐ，ｂｐ，ｃｐ｝，ｊ＝｛１，…，ｎ｝为每相桥臂中模块的序号，ｎ为每个桥臂子模块数；Ｌ１～Ｌ６为桥臂内串联电抗器；ｉｘ为各桥臂电流；Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ为变流器交流电流；Ｉｚｕ为变流器Ｕ相与直流侧之间及Ｕ相与另两相桥臂之间的环流（Ｖ、Ｗ相环流分别为Ｉｚｖ、Ｉｚｗ）。1.２交流电压

ｕｏ＝ｓｕｃｉｃ＝ｓｉｄｃ

（７⁃１）ｎ如式（７⁃２）所示，各相桥臂电压可由桥臂内ＳＭ的直流侧电容电压及其开关函数确定：ｎｕｘ＝ｊ＝１ｓｘｊｕｄｃｘｊ （７⁃２）第７章海上风电场柔性直流输电变流器技术

１１９图７⁃１２ＭＭＣ等效拓扑结构臂电流相等，且满足式（７⁃３）。ｄ 式中，ｓｘｊ为开关函数，逻辑状态与前述定义相同，下标ｘ、ｊ含义与前述定义相同。由于各桥臂内臂电流相等，且满足式（７⁃３）。ｄ Ｃ

ｕｄｃｘｊ

＝ｉｘ

（７⁃３）ｕｄｃｘｊ＝ｕ０

＋１∫ｉｘｄｔ式中，ｕ０式中，ｕ

电容电压初始值

ｄｃｘｊ Ｃ０假定各电容电压保持恒定，则各桥臂电压由各开关函数确定。因此，各桥臂可等效为受控电压源图可进一步简化为图７⁃１３。其中上、下桥臂电压分别用一个受控基波电压源ｕｘ等效；ｉｘ为桥臂电流；Ｅｕ、Ｅｖｗ为电网电压；Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ为电网电流；Ｌ为网侧滤波电感；Ｒ为网侧Ｌ的等效电阻；ｕｃａｕｃｂｕｃｃ为变流器交流侧电压；其余符号含义与前述相同。根据基尔霍夫电压定律（Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ′ｓＶｏｌｔａｇｅＬａｗ，ＫＶＬ），得到图７⁃１３中三相ＭＭＣ的Ｕ相回路方程为

海上风力发电技术图７⁃１３ＭＭＣ的简化结构ｄｔＬｄＩｕ＋ＲＩｕ＝Ｅｕ－（ｕｃａ＋ｕＮＯ） （７⁃４）ｄｔ式中，ｕＮＯ为Ｎ点到Ｏ点电压，设桥臂内电抗器Ｌ１～Ｌ６电感值均为ｌ，各ＳＭ电容电压均相等，ｕｄｃｘｊ＝ｕｄｃ，则点ｃａ到点Ｎ的电压（即Ｕ相下桥臂电压）ｕｃａ⁃Ｎ可表示为ｕｃａ－Ｎ

＝ｊ＝

ｓａｎｊ

ｕｄｃ

＋ｌｄｉａｎｄｔ

（７⁃５）ｎ将式（７⁃５）代入式（７⁃４）得到ｎ－ｄｔＬｄＩｕ＋ＲＩｕ＝－ｄｔ

ｊ＝

ｓａｎｊ

ｕｄｃ

＋ｌｄｉａｎ＋ｄｔ

ＮＯ

（７⁃６）同理可得Ｖ、Ｗ相回路方程－ｄｔＬｄＩｖ＋ＲＩｖ－ｄｔ

－ｊ－

ｓｂｎｊ

ｕｄｃ

＋ｌｄｉｂｎ＋ｄｔ

ＮＯ

（７⁃７）ＬｄＩｗｄｔ

＋ＲＩｗ

＝Ｅｗ

ｊ＝

ｓｃｎｊ

ｕｄｃ

＋ｌｄｉｃｎ＋ｄｔ

ＮＯ

（７⁃８）假设三相系统对称，则Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗ＝０，Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０ （７⁃９）由式（７⁃６）～式（７⁃９）得ｕＮＯ＝－ｕｄｃｎ（ｓ ＋

＋ｓ）－ｌ

ｄ（ｉａｎ＋ｉｂｎ＋ｉｃｎ） （７⁃１０）３ ｊ＝１

ａｎｊ

ｂｎｊ

ｃｎｊ

３ｄｔ由图７⁃１３，ＭＭＣ交流侧对于电源中点电压可表示为第７章海上风电场柔性直流输电变流器技术

１２１ｕｃａｄｉａｎｕａｎｕｃｂ＝ｌｄｔｉｂｎ＋ｕｂｎ＋ｕＮＯ （７⁃１１）ｕｃｃｉｃｎｕｃｎ将式（７⁃１０）代入式（７⁃１１）得到ｎ２

－１ －１

２

－１ －１ｊ＝１ｓａｎｊｕｃａ３

３ ３ ｉａｎ３

３ ３ｎ ｕｃｂ＝ｌ－１

２ －１ｄｉｂｎ＋－

２ －１∑ｓｂｎｊｕｄｃ ３ ３

３ｄｔ ３ ３

３ｊ＝１ ｕｃｃ

－１ －

２

ｉｃｎ

－１ －

２ｎ ２３ ３

３ ３

ｊ＝１ｓｃｎｊ

（７⁃１２）ｎ２ －１ －１

ｊ＝１ｓａｎｊ３ ３ ３

ｕｃａ

ｉａｎ

ｓａｎｎ 设

－

２ －１，ｕｃ＝

ｕｃｂｉｎ＝

ｉｂｎｓｎ＝

ｓｂｎ

＝∑ｓｂｎｊ， ３

３

ｊ＝１－１ －１ ２

ｕｃｃ

ｉｃｎ

ｓｃｎ ｎ ３ ３ ３

ｊ＝１ｓｃｎｊ则交流电压方程式（７⁃１２）可表示为ｕｃ＝Ｑｌｄｉｎ＋ｓｎｕｄｃ （７⁃１３）1.３ＭＭＣ桥臂电流模型

ｄｔ 由图７⁃１３，对于三相对称系统，直流侧中点Ｍ与电源中性点Ｏ等电位，因此，各桥臂中点到Ｏ点和Ｍ点的电压相等，由此可得Ｅ－Ｉ－ＲＩ＝ｕｄｃｐ－ｉｐ－ｕｐ＝－ｕｄｃｎ＋ｉｎ＋ｕｎ （７⁃１４）Ｅｕ

Ｉｕ

ｉａｐ

ｕａｎ·式中，Ｅ＝Ｅｖ，Ｉ＝Ｉｖ，ｉｐ＝ｉｂｐ，ｕｐ＝ｕｂｐ，ｕｎ＝ｕｂｎ，Ｉ为Ｉ的微分，Ｅ

Ｉ

ｉ

ｕ

ｕｗ ｗ ｃｐ ｃｐ ｃｎ其余符号含义与前述相同。根据基尔霍夫电压定律，ＭＭＣ直流侧与各相桥臂电压存在如下关系：ｕｄｃｐ＋ｕｄｃｎ＝ｕｐ＋ｕｎ＋ｌ（ｉｐ＋ｉｎ） （７⁃１５）将式（７⁃１４）代入式（７⁃１５），同时考虑到Ｉ＝ｉｎ－ｉｐ，可得桥臂电流方程为

海上风力发电技术ｉｐ＝２Ｒ

（ｉｎ－ｉｐ）－１Ｅ＋Ｌ＋ｌ （ｕｄｃｐ－ｕｐ）＋ Ｌ （ｕｄｃｎ－ｕｎ）Ｌ＋ｌ

２Ｌ＋

（２Ｌ＋ｌ）ｌ

（２Ｌ＋ｌ）

（７⁃１６）Ｌ ｌ ｉｎ＝２－Ｒ（ｉｎ－ｉｐ）Ｌ ｌ

ｌＥ＋（２ＬＬ

ｌ）ｌ（ｕｄｃｐ－ｕｐ）＋ Ｌ＋ｌ）ｌ（ｕｄｃｎ－ｕｎ）＋ ＋ ＋1.４环流模型

（２Ｌ＋ｌ

（７⁃１７）ＭＭＣ的功率单元采用直流侧电容为储能元件，运行过程中由于各相上、下桥臂电压之和彼此不一致，导致一定的环流电流在各相桥臂间流动，各相桥臂电流包含直流成分及二次谐波分量。下面结合图７⁃１３进行分析如下：各相上、下桥臂电流ｉｐ、ｉｎ和交流电流Ｉ存在如下关系：ｉｐ＝－Ｉ／２＋ｉｚ⇒ｉｚ＝１（ｉｐ＋ｉｎ） （７⁃１８）ｉａｚ

ｉｎ＝Ｉ／２＋ｉｚ ２式中，ｉｚ＝ｉｂｚ为环流电流。ｉｃｚ再根据桥臂电压与直流电压之间存在的关系ｄｔＵｄｃ＝ｕｐ＋ｕｎ＋ｌｄ（ｉｐ＋ｉｎ） （７⁃１９）ｄｔ将式（７⁃１９）代入式（７⁃１８）可得环流方程为ｉｚ＝１（Ｕｄｃ－ｕｐ－ｕｎ） （７⁃２０）2调制方法多电平变流器的调制方法通常与其拓扑结构有关。由于ＭＭＣ的结构与传统Ｈ桥结构有相似之处，均由功率单元级联构成，因此两者的调制方法可相互借鉴。2.１ＭＭＣ多载波ＰＷＭ方法基于载波的ＭＭＣ调制方法由两电平ＳＰＷＭ技术在多电平中经过直接扩展获得，采用多组三角载波与一组正弦波比较产生各桥臂ＳＭ的触发脉冲。在调制产生多电平ＰＷＭ波时，通常可以采用两种基本方法，即三角载波层叠ＰＷＭ控制法和三角载波移相ＰＷＭ控制法。（１）三角载波层叠控制法该方法通过将多组幅值和频率相同的三角载波层叠在横轴两侧，按照三角波的相位又可分为以下三种情况：１）所有载波具有相同相位；２）所有横轴以上的载波具有相同相位，所有横轴以下的载波具有反相位；３）所有载波自上而下，交替反相。每组三角波产生一路触发脉冲，驱动一个功率单元。已有相关文献证明，这三种方法对于输出相电压三者的ＴＨＤ（谐波畸变率）相差不大，而对于输出线电压，三者中第一种方法的ＴＨＤ最小，故在实践中应用较多。结合图７⁃１２，对第一种方法具体说明如下：每相上、下桥臂共２ｎ个子模块，输出电平数为ｎ１。相为例，采用移幅多载波方式生成触发脉冲，为了叙述方便，假定相上、下桥臂由８个串联构成，即２ｎ＝８。以组高频三角波作为载波，各三角波依次同相层叠，频率相同，幅值均为０均匀分布在～之间，如图７⁃１４ｔｒ～ｔｒ所示。上桥臂触发脉冲生成方法。图７⁃１４ｕｐ与载波比较产生的脉冲ｐｐｐ５、ｐ７为上桥臂各ＳＭ中ＢＴ１的触发脉冲，每一组三角波对应上桥臂的一个ＳＭ，中上、下两只互补开通，当参考波大于三角波时，输出脉冲序列为（１，０），即模块上部开通、关断，为投入状态；反之，则模块变为切除状态。图７⁃１４中，ｔａ～ｔｂ有三组三角波被ｕｐ覆盖，一组三角波与ｕｐ相交，表明在该Ｔｐｗｍ期间上桥臂中有三个处于投入状态、一个处于状态。其他周期也与此开关过程相同。②下桥臂触发脉冲生成方法。若某时刻各相投入的ＭＭＣ总模块数不相等，将会出现相间环流和有功功率环流，进而引起各相模块电容电压出现较大的波动。为避免出现这种情况，各相投入的总模块数应相同且保持不变。即上桥臂投入一个模块时，为了保证总投入模块数不变，下桥臂必须同时切除一个模块。因此，应将上桥臂触发脉冲取反作为下桥臂各模块触发脉冲（见图７⁃中ｐ１～ｐ８），从而保证任意时刻各相桥臂投入模块数为常数ｎ。由此也可以得出，对于每相有２ｎ个模块的而言，其输出电平数为ｎ１。（２）三角载波移相控制法三角载波移相ＰＷＭ，对于每个桥臂有ｎ个功率单元的ＭＭＣ，使其三角载波依次错开／ｎ三角载波周期ＴＣ（＝２π，亦即２π／ｎ相位角），然后与同一个正弦调制波比较后产生ｎ组ＰＷＭ信号，分别驱动ｎ个功率单元。仍以每个桥臂８个ＳＭ串联为例，即２ｎ＝８，以４组高频三角波作为载波与桥臂参考信号比较生成各模块的触发脉冲。其４组三角波频率相同，相位依次错开（３６０°／４），幅值为１，如图７⁃１５所示，各ＳＭ投入、切除逻辑与载波层叠ＰＷＭ方法相同。2.２ＭＭＣ的电压空间矢量调制对于每个桥臂由ｎＭＭＣ，其交流侧可输出ｎ种电平，则三相共有（ｎ１）种电平状态，每种电平输出状态对应个电压矢量。图７⁃１４基于多载波层叠ＰＷＭ的ＭＭＣ调制原理与两电平ＳＶＰＷＭ方法一样，多电平的ＳＶＰＷＭ也是建立在空间矢量合成概念上的。假设ＭＭＣ各桥臂功率单元中ｎ个直流侧电容电压均衡且保持为常数ｕｄｃ，每相可输出０，ｕｄｃ，２ｕｄｃｎｕｄｃｎ种不同的电平值，三相开关函数以ＳａＳｂ、Ｓｃ表示，以图７⁃１２中直流侧负端为零电位参考点，且

图７⁃１５三角载波移相ＰＷＭＳａ，ｂ，ｃ＝｛０，１，…，ｎ｝，分别对应下桥臂有０～ｎ个ＳＭ为投入状态（上桥臂有０～ｎ个ＳＭ为切除状态），三相输出可分别表示为ｕａ＝ＳａＵｄｃ，ｕｂ＝ＳｂＵｄｃ，ｕｃ＝ＳｃＵｄｃ，则输出电压矢量为Ｕ（Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ）＝Ｕｄｃ（Ｓａ＋αＳｂ＋α２Ｓｃ）， α＝（７⁃２１）以６０°为基准将平面划分为个扇区，分别记作扇区～Ⅵ。仍然假定每个桥臂由４个功率单元级联构成，则输出五电平ＭＭＣ空间电压矢量的状态如图７⁃１６所示，每个电压矢量所对应的３位数字分别代表了Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ三相的开关函数。该图中存在多个电压矢量对应同一点的情况，这类矢量为冗余矢量。现有的多数ＰＷＭ算法能够计算出的冗余开关矢量只是全部开关状态的一个子集，能计算出的开关序列越多，则可以进行控制选择的范围就越大，对系统的控制行为的优化越有利。因此，能计算出多少冗余开关状态是评价算法的一个重要指标，其次为算法的复杂性，主要是电平数增加和多目标控制带来的复杂性。随着电平数的增加，电压矢量的平面模型变得更加复杂，冗余开关状态也随之增多。对于多电平变流器除控制输出电压外，还需要控制其运行状态，优化控制某些系统性能，如优化开关频率、多个功率模块的功率平衡控制等。目前能够用于任意多电平调制的算法一般均采用临近矢量合成的方法，结合图７⁃１６简述如下：１）首先判断目标矢量Ｕ∗所在扇区，判断方法与两电平类似；２）判断Ｕ∗所在具体小三角形，将各扇区小三角形分为两类进行判断，即正向（）和反向三角形（）；３）以目标矢量所在小三角形顶点的三个矢量合成目标矢量，计算各矢量的作用时间，为减少计算量，提出采用６０°坐标系或虚轴坐标系计算，可将三角函数运算转化为整数运算；４）根据开关次数最少、输出波形对称等原则安排开关切换序列。图７⁃１６五电平ＭＭＣ空间矢量状态３ＭＭＣ控制方法3.１直流侧无输出电容的控制方法直流侧无输出电容是指图７⁃１２中不含有直流侧点画线框中的电容，直流侧完全由各功率模块的直流侧电容构成。由于这种ＭＭＣ各相直流侧总电压不可能完全相等，因此其桥臂电流中势必存在一定的环流分量，同时，由于各个直流侧电容参数和各功率单元损耗等不同，导致各个ＳＭ直流侧电容电压不均衡，功率器件的电压应力也不一致，增加了功率器件额定容量，严重时还会造成系统不稳定。针对直流侧电容均压和环流问题，有学者提出采用电容电压排序的方式控制同一桥臂内各ＳＭ电容电压平衡，但对于桥臂电压波动未加控制；提出在参考信号中叠加平衡分量的方法，使得每个ＳＭ电容电压瞬时值跟踪设定值。也可以综合上述两种方法，通过将电容电压平衡分为两部分控制，包括桥臂内电容电压平衡和桥臂间电容电压平衡控制。下面，结合图７⁃１４介绍电容排序方法的应用及控制效果。通过前述多载波触发方法可以得到任意时刻桥臂各模块的触发脉冲序列，为使各桥臂内电容电压平衡，采用如下步骤分配触发脉冲，鉴于变流器三相对称，且上、下桥臂稳压控制原理相同，这里以Ｕ相上桥臂为例，假设各桥臂包含４个ＳＭ，具体方法如下：１）第一步：计算上述生成的触发脉冲中使桥臂ＳＭ为投入状态［触发脉冲对为（１０），即参考波大于三角波］和切除状态的个数［生成触发脉冲对为（０１），即参考波小于三角波］，由图７⁃１４上半部分载波调制模块完成；２）第二步：调整触发脉冲序列，设任意时刻投入的ＳＭ个数为Ｍ，则将桥臂触发脉冲序列中前组脉冲设置为（１０），将其余组脉冲设置为（０１），＝２，相上桥臂的触发脉冲序列为［（），（），（），（）］，由图７⁃１４中触发脉冲排序及分配模块完成；３）第三步：电容电压排序，若桥臂电流ｉｐｕ＞０，则将各ＳＭ按照电容电压升序排列，电容电压最低的为１号模块，最高的为４号模块；若ｉｐｕ＜０，则将模块按照电容电压降序排列，即电压最高的为１号模块，最低的为４号模块，由图７⁃１４中电压排序模块完成；４）第四步：将第二步所设置的触发脉冲序列依次分配给排序后的１～４号ＳＭ。通过上述原则安排触发脉冲可使一相桥臂内各模块电压保持一致。对于任意参考波ｕｐ，各组三角波所对应触发脉冲的占空比有如下关系：Ｄｔ４≥Ｄｔ３≥Ｄｔ２≥ＤｔｒＤｔｒｊ（ｊ＝～４）为各组三角波对应触发脉冲一个周期的占空比，被参考波完全覆盖的三角波，其占空比为１。因此，将各ＳＭ按照其电容电压从小到大依次排列后，分别接收三角波ｔｒ１～ｔｒ４所生成的触发脉冲，使电容电压最低的单元获得最大的开通占空比，这样在ｉｐｕ作用下，该电容电压增加最多，电容电压保持一致；反之，当桥臂电流ｉｐｕ时将各按照其电容电压从大到小依次排列，使桥臂中电压最高的电容放电时间最长，触发脉冲分配逻辑与上桥臂类似，但其各模块触发脉冲占空比关系与上桥臂相反，即Ｄｔ８Ｄｔ７Ｄｔ６Ｄｔ５，根据下桥臂电流ｉｎｕ及电容电压排序结果分配触发脉冲，由图７⁃１４中电压排序及触发脉冲分配模块完成。如上所述，可保持同一桥臂内各电容电压保持一致，整个触发脉冲的生成及分配方式如图７⁃１４所示。3.２直流侧包含输出电容的控制方法直流侧包含输出电容的是指图７⁃１２中包含一对额外的直流侧电容，采用一定的控制方法可进一步减小环流的影响。同时，通过对触发脉冲的生成方法，就可以使输出电压电平数增加近一倍，ｎ电平增加为２ｎ输出电平，亦即上、脉冲，臂触发信号的方法。其中，触发方式仍然采用多载波层叠方法，但与前述不同，上、下桥臂分别采用不同的参考信号，上、下桥臂参考信号分别为ｕｐ和ｕｎ（见图７⁃１７ａ）ｕｐｕｎ分别与组载波ｔｒ～ｔｒ比较生成触发脉冲生。由图７⁃１７ａ可知，每相桥臂投入模块数不为常数，因此，可增加输出电压电平数，同时，各相之间及各相与直流侧之间存在环流。以相为例，其交流输出对于中点为电平波形（２ｎ１，ｎ取４）。举例说明如下：１）若上桥臂投入４个模块，下桥臂投入１个模块，如图７⁃１７ａ中（１）区所示，假设在一个开关周期内各子模块电容电压恒定为１Ｕｄｃ，则ＰＮ间电压为１４ ４Ｕｄｃ５。Ｕ相与直流侧及其他两相之间产生环流，这将在桥臂各模块级联的直流输出端与变流器直流输出电容（图７⁃１２）间产生电压差，此电压差可等效为两虚拟电阻Ｒ１、Ｒ２上的压降，其等效电路如图７⁃１７ｂ中（ｉ）所示，且上、下桥臂对称，即Ｒ１＝Ｒ２，因此Ｕ１＝Ｕ２＝０５×１Ｕｄｃ×Ｎ－Ｕｄｃ／２ （７⁃２２） ４ 式中，ＵＲ１、ＵＲ２为等效虚拟电阻上电压；Ｎ为当前时刻Ｕ相桥臂投入模块个数，则ａｃ与Ｏ点间电压为 １ ５ ３ｕａｃ＝ＵｄｃＵｄｃ＝Ｕｄｃ （７⁃２３）２）若上桥臂投入２个模块，下桥臂投入１个模块，如图７⁃１７ａ中区域（２），其等效电路如图７⁃１７ｂ中（ｉｉ）所示，则ｕａｃＯ＝１Ｕｄｃ×２－０５×３Ｕｄｃ＝１Ｕｄｃ （７⁃２４）３）若上桥臂投入１ ４，下桥臂投入４ ８如图７⁃１７ａ中区域（３），个模块其等效电路如图７⁃１７ｂ中（ｉｉｉ）所示，则

３个模块，ｕａｃＯ＝１Ｕｄｃ－０５×Ｕｄｃ＝－１Ｕｄｃ （７⁃２５）４）若上桥臂投入１

个模块

下桥臂投入４

，如图７⁃１７ａ中区域（４），其等效电路如图７⁃１７ｂ中（ｉｖ）所示，则ｕａｃＯ＝１Ｕｄｃ－０５×５Ｕｄｃ＝－３Ｕｄｃ （７⁃２６）４ ４ ８其他各输出电平生成原理同上。图７⁃１７多载波触发方式和变流器输出状态4环流抑制方法上述含有直流侧输出电容的ＭＭＣ控制方法中各相桥臂任意时刻投入模块数量已不再是常数，虽然有额外的直流侧电容来保持直流电压基本恒定，但是仍然需要采取一定的环流抑制措施来满足系统稳定的要求。通过综合前述电容电压排序方法与参考信号中叠加平衡分量的方法，控制各电容电压均衡。其中，电容电压平衡控制分为两部分，即对于每个桥臂内电容电压的平衡控制，以及控制各模块电容电压的平均值跟踪给定。其中，桥臂内电容电压的平衡控制，采用前述电容电压排序方法，按照电容电压排序结果及桥臂电流方向将触发脉冲分配给各ＳＭ，可以保证每个桥臂内电容电压的平衡；对于各模块电容电压的平均值，则通过参考信号中叠加平衡分量的方法使各模块电容电压跟踪其给定值。假定三相负载对称，只考虑环流影响，图７⁃１３所示ＭＭＣ直流回路方程如下：

Ｕ Ｕ －∑ｕ ＝ｄｃ ｊ＝１ｊｕ

ｄｉｚｕｄｔ

（７⁃２７）由式（７⁃３２）可知，环流ｉｚｕ与电容电压间为一阶环节，可采用调节器得到环流参考值ｉ∗：ｚｕ ２ｎ ２ｎｉｚｕ∗＝Ｋ１ｕ（Ｕｄｃ－ｊ＝１ｕｊｕ）＋Ｋ１ｕ（Ｕｄｃ－ｊ＝１ｕｊｕ）ｄｔ （７⁃２８）ｉｚｕ式中，Ｋｐ１ｕ和Ｋｉ１ｕ分别为比例、积分放大倍数。ｄｔ电容电压与电流之间存在关系：ｉｚｕ＝Ｃａｒｍｄｕａｖｅ，其中Ｃａｒｍ为Ｕ相桥臂串联等ｄｔ效电容，ｕａｖｅ为Ｕ相电容电压平均值，因此，Ｕ相桥臂电容电压平均值控制量为：ａｖｅｚｕｚｕｕ∗＝Ｋ２ｕ（ｉ∗－ｉｚｕ）＋Ｋ２ｕ（ｉ∗－ｉｚｕ）ｄｔ （７⁃２９）ａｖｅｚｕｚｕ其他两相与Ｕ相控制方式相同。ａｖｅ综上，模块电压平均值控制结构如图７⁃１８所示。图中，ｕ′ｒｅｆ为变流器控制系统给出的电压参考信号（由后续ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电系统控制算法给出），叠加桥臂模块电压平均值控制量ｕ∗后作为最终的电压参考信号ｕｒｅｆ送入电压排序模块生ａｖｅ成并分配触发脉冲。采用两级ＰＩ调节器获得电容电压平衡分量的控制信号，进一步分析所设计的触发方法，可知由于参考信号的对称性，可使一个工频周期内各相桥臂投入模块的平均个数为４，但任意瞬间各相投入模块数不等。

图７⁃１８采用ＰＩ调节器的ＳＭ均压控制原理因此，各相上、下桥臂电容电压平均值因受参考信号影响导致出现周期性波动，例如，图７⁃１７中参考信号ｕｐ正半周达到峰值附近时，Ｕ相上桥臂有三个子模块（）始终处于投入状态，由于上、下桥臂参考波反相位，下桥臂仅有一个ＳＭ处于ＰＷＭ状态，若此时桥臂电流ｉｐｕ＞０，则Ｕ相上桥臂电容充电，但同时下桥臂ＳＭ处于切除状态，电容没有被充电，因此，上、下桥臂电容电压平均值必然按照各自参考波出现周期性波动，且相

图７⁃１９采用Ｐ调节器的ＳＭ均压控制原理位相反。既然电压波动必然存在，则环流必然存在且不可消除，即环流抑制的目的是将环流及电压波动限制在功率器件可接受的范围内，而不是彻底消除环流。因此，上述环流控制部分可采用调节器（见图７⁃１９），仅用于限制环流瞬时值的大小，由于所使用控制参数减少，因此设计更加简单。5仿真验证搭建仿真模型，直流侧电压给定值为１４００Ｖ，每相桥臂由４个半桥ＳＭ构成，参考信号为三路正弦波，频率为５０Ｈｚ，幅值为１，相位依次错开１２０°，调制度取０９；输出接三相负载，其中，负载电阻Ｒ＝２７Ω、电感Ｌ＝６ｍＨ。以电容电压排序法平衡各电压时，对无直流侧电容直接输出的ＭＭＣ及经直流侧电容输出的进行仿真，得到仿真结果如图７⁃２０～图７⁃２３所示。１）图７⁃２０ａ为Ｕ相ＰＷＭ电压波形，输出为５电平；图７⁃２０ｂ为Ｕ相各ＳＭ电容电压。依靠电容排序方法，同一桥臂内电容电压几乎实时相等，但存在一定波动。图７⁃２０变流器输出波形（无直流侧输出电容）２）图７⁃２１为采用包含直流侧输出电容的结构仿真结果。其中，在未加入图７⁃１９所示电容电压平均值调节分量时，变流器相电压波形如图７⁃２１ａ所示输出为电平图７⁃２１ｂ为变流器相各电容电压与图７⁃２０ｂ相比，ＳＭ电容电压波动幅度基本一致，且与参考波频率相同。图７⁃２１变流器输出波形（未加入电容电压平均值调节）３）图７⁃２２所示为加入图７⁃１８调节器输出的平均值控制分量后变流器输出波形。其中，７⁃２２ａ波，与图７⁃２１ａ相比输出的多电平ＰＷＭ波形更加规则；７⁃２２ｂ电容电压，７⁃２１ｂ相比电容电压波动明显减小（波动幅值由４０Ｖ减小到１５Ｖ）。图７⁃２２变流器输出波形（加入图７⁃１８电容电压平均值调节分量）４）图为采用图的图７⁃２３ａ为三相电平图７⁃２３ｂ为相输出控制性能与图７⁃２２采用ＰＩ调节器时相当，但调节器的参数显著减少。图７⁃２３变流器输出波形（加入图７⁃１９电容电压平均值调节分量）五、输电试验系统（一）输电试验平台图７⁃２４所示为ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电试验平台原理图。其中，两端系统对称，均与电网连接，主要包括以ＤＳＰ开发板为核心的主控电路，以及信号采样和调理电路、驱动电路、包括ＩＧＢＴ功率器件在内的主回路共四部分。１系统主回路系统主回路由三相交流电源、隔离变压器、换流电抗器、ＶＳＣ功率电路、直流电容器、充电电阻、滤波器，以及模拟直流输电电缆的直流电抗器等组成。其中，隔离变压器采用Ｙ／Ｙ接法，容量为５ｋＶＡ，电感量约为３７％，与输入电图７⁃２４ＶＳＣ⁃ＨＶＤＣ输电试验平台原理图滤波模块共同组成无源滤波器，滤波电容为１０μＦ，其所在支路的阻尼电阻为３Ω，换流电抗为６ｍＨ，滤波器截止频率约为１ｋＨｚ。试验初期，电源输入部分由调压器接入，方便调试。最终，试验系统由电网直接接入两端隔离变压器运行。２主电路主电路原理如图７⁃２５所示，采用分立器件并以两电平三相桥式结构连接其中参数为单管极串联小电阻，起到限制驱动电流以及开关管短路保护检测的作用，同时，为保护的Ｇ极，在其Ｇ、Ｅ极之间并联两只稳压二极管，限制正负脉冲幅值。为满足耐压要求，直流电容采用８６０μ以三串三并形式连接为直流侧电容充电电阻，当直流电压上升至设定值后，接触器ＲＹ１闭合，切除充电电阻，系统可以进入整流或逆变状态。３驱动电路如图所示驱动光耦合器为核心该芯片可驱动／１５０Ａ以下功率等级的ＩＧＢＴ，芯片具备低电压封锁输出的功能单元在上电初期，该单元封锁输出，待上电过程结束，芯片主要保护功能由ＤＥＳＡＴ引脚完成引脚电压为快速恢复二极管与的极之间管压降之和，当ＩＧＢＴ开通时，该引脚电压如果大于７Ｖ，则触发芯片保护功能，使引脚输出电压逐渐降低，实现的软关断。当ＩＧＢＴ高频开关时，通常Ｃ、Ｅ极间电压变化率较高，即ｄｕＣＥ／ｄｔ较大，为防止受到Ｃ、Ｅ极和ＤＥＳＡＴ回路间等效电容影响，造成误保护，设置Ｃ３２作为缓冲。其中，ＨＰＵ和ＨＮＵ网络分别由带正负极性电压输出的独立开关电源供图７⁃２５基于分立器件的ＶＳＣ主电路原理电，以产生双极性的触发脉冲电压；触发脉冲由ＶＯＵＴ引脚经限流电阻与的Ｇ极相连为主控电路发出的触发脉冲信号，与ＶＩＮ引脚相连输出极性相反芯片复位信号ＩＧＢＴ故障信号，低电平有效。图７⁃２６基于ＨＣＰＬ⁃３１６