一种新型谐波和无功补偿器的综合补偿系统

一种新型谐波和无功补偿器的综合补偿系统

0补偿装置与系统的协调发展随着工业的发展，电气系统中的传感器负荷、容性负荷和非线性负荷不断增加，这导致了无序和无序干扰。快速有效地补偿电网中的无功与谐波电流成为急待解决的重要问题。传统的无功与谐波治理方案是通过在负载端并联一定容量的电容器和LC谐振型无源滤波器(passivepowerfilter,PPF)，达到提高负载功率因数和滤除谐波的目的，这种方法只在负载恒定时才能取得最佳效果，难以满足负载大范围变化的需要，另外用于补偿的电容器、电抗器还可能与系统发生谐振。近年来，电力电子技术的飞速发展，使得大功率开关器件(SCR,GTO,IGBT等)性能不断提高。采用快速开关器件的有源电力滤波器(activepowerfilter,APF)具有响应速度快，不受系统参数影响，能够抑制谐振等特点，得到了迅速的发展。晶闸管控制的电容器(TSC)、晶闸管控制的电抗器(TCR)、静止无功发生器(STATCOM)等大功率无功补偿装置已应用于工业现场。有源电力滤波器(APF)虽能克服PPF存在的缺陷，但其输出功率受开关器件容量的限制，成本较高。将无源滤波器和有源滤波器相结合构成的混合型有源电力滤波器(hybridpowerfilter,HAPF)取两者之长，能够降低谐波补偿系统的成本，达到APF实用化及谐波抑制的目的。对于大型供、配电站以及电弧炉供电系统等大功率应用场合，还需要能够迅速跟踪补偿无功电流，提高功率因数。文献提出了将APF、PPF与TCR相结合的综合补偿方案，既提高了补偿容量和补偿精度，同时也降低了成本，并克服了并联谐振等缺点。本文提出了一种由APF、PPF与直流偏磁式静止无功补偿器(DC-biasmagneticvarcompensator,BMVC)构成的新型综合补偿系统。该补偿系统采用了新颖的拓扑结构，最大限度地降低了有源滤波器和无功补偿器中开关器件的容量，改善了无源滤波器的补偿精度，同时补偿无功和谐波电流，并抑制可能产生的谐振现象。1补偿系统的结构和原则1.1混合滤波系统图1为APF、PPF与直流偏磁式静止无功补偿器构成的综合补偿系统结构。该补偿系统中APF与PPF构成混合滤波部分，其中有源滤波器用于提高谐波补偿性能，并抑制LC无源器与系统阻抗或负载可能产生的并联谐振；同时PPF中的电容器提供容性无功功率，直流偏磁式静止无功补偿器提供感性无功功率，并补偿负序电流。1.2来源和混合结构并联混合型有源滤波器具有安装、维护简单的优点，可以直接在已有的无源滤波器上进行改造。文献介绍了多种结构的混合滤波器拓扑。图2所示为文献介绍的常用的一种并联混合型有源电力滤波器。图2中C2、L2,C5、L5和C7、L7分别构成了2、5、7次LC滤波器，有源电力滤波器仅用来改善无源滤波器的滤波效果和抑制可能发生的谐振。该方式中，有源电力滤波器不承受交流电源的基波电压，因此装置容量极大减少，通常只需要非线性负荷总容量的1/10左右，从而使有源电力滤波器能应用于大功率场合。然而如果采用该装置同时补偿无功功率，则所有基波无功电流都将流过有源电力滤波器。这样将使逆变器的容量大大增加，必然增加逆变器实现的技术难度和成本，从而限制了有源电力滤波器在大功率场合的应用。该混合滤波器不适合同时补偿谐波与无功的要求。为了降低有源电力滤波器容量，并利用无源滤波器中的电容器组提供容性无功功率。本文提出了图3所示的有源滤波器与无源滤波器的混合结构。图中C3、L3和C5、L5分别构成了3、5次LC滤波器，Ch、Cd、Ld、Rh、Lh构成的“C”型高通滤波器具有基波损耗接近为零，高通特性好，截止频次以上的谐波阻抗小的特点。电容器C1和电抗器L1构成基波谐振支路。有源滤波器通过变压器的耦合，与无源滤波器串联，而与L1、C1构成的支路并联。由于L1、C1为低通滤波器且对基波谐振，则该支路的基波阻抗为零，而该支路的谐波阻抗随着谐波次数的增加而增大，从而使得基波无功电流全部流过该支路，且有源滤波器两端的基波电压也为零。有源滤波器只流过谐波电流，不承受基波电压，设备容量可以大大降低。1.3电源谐波电流的等效电路图3中的并联有源滤波器混合结构单相等效电路如图4(a)所示。图中Zs为电源等效电阻，Us为电源电压，负载等效为一电流源Il。图4(b)是只考虑谐波分量的等效电路图。其中Uo为有源滤波器输出电压，可得到电源谐波电压Ush从而得到电源谐波电流表达式为假设电源电压为正弦，即Ush=0（等效电路如图4c所示），则为了防止Zs与ZF的并联谐振，并尽量减小谐波电流Ish，可采用同时检测负载谐波电流ILh与电源谐波电流Ish的复合控制方式，即采取前馈加反馈的控制方式。有源滤波器工作为受控电压源，其输出电压表达式为将式(4)代入式(3)可得由式(5)可以看出：若KLh=ZF，则Ish=0。Ksh越大，Ish越小，并能够阻止Zs与ZF并联谐振的产生。当只考虑谐波电压，即ILh=0时，等效电路如图4(d)所示。由式(2)和(4)可得由此可以看出：Ksh越大，Ush越小，并能够阻尼Zs与ZF串联谐振的产生。在复合控制方式下，若KLh=ZF,KshZs+ZF，混合滤波器系统可达到理想滤波器特性如下所示1.4直流偏磁式无功补偿器的工作原理配网中现有无功补偿装置主要为开关投切电容器(或电抗器)组，可控硅投切电容器(TSC)和可控硅控制电抗器(TCR)等。开关投切电容器具有开关故障率高，响应速度慢，存在合闸涌流和重燃过电压等缺点，而TSC造价高，控制复杂，不能连续调节。应用较多的TCR型SVC，具有动态响应速度快、可连续调节等优点，但其可控硅阀串联在电抗器的主回路中，直接承受高电压，且串联起来的可控硅事故率高，经常被击穿；可控硅串联在主回路中，工作电流大，开关损耗大，需要复杂的散热装置；可控硅斩波频率低，响应速度慢，且自身产生的谐波增加了滤波器系统的负担；普通的空芯电抗器产生很强的磁场，对运行人员身体健康危害大。本文提出的PWM型直流偏磁式无功补偿器，开关器件工作在低压侧，且工作电流小。所以可采用高速开关器件(IGBT)，采用三相PWM整流方式，产生的谐波较小。PWM型直流偏磁式无功补偿器基本结构如图5所示。直流控制绕组wd设置在三柱铁心的中柱上，交流绕组ws以适当的绕法绕制在两边的铁心柱上，可使交流磁通在中柱上相互抵消，从而排除了交流绕组对直流控制绕组的干扰，保证了直流控制电路的稳定性。由于直流控制绕组的存在铁心中的磁通可分为恒定分量和交变分量，控制直流电流的大小，就可以改变铁心的饱和程度；直流控制电流idc越大，磁通交变分量就越小，即交流绕组的等效电抗随电流idc的增加而下降。图6的曲线表示了这一关系。在交流绕组两端电压一定的情况下控制电流为零时所获得的感性电流最小，感性电流随着控制电流的增大而增大，并随铁心饱和程度的深入而趋于稳定，因此这种直流偏磁式无功补偿器的理想工作范围应是图6(b)所示的A-B段。上述过程实际上是磁放大器的工作原理，它保证了可连续对无功补偿器的电感进行较大范围的调节。在可控电抗器整个容量调节范围内，大截面段铁心始终处于磁铁性的未饱和线性区，磁阻相对于小截面段可忽略；小截面段的磁饱和度可设计为接近极限值，这样可使可控电抗器所产生的谐波很小。文献介绍的可控电抗器结构可进一步减少谐波的产生。为了获得较高的无功补偿精度，首先要解决偏磁式可控电抗器电感量的精确控制问题。偏磁式电抗器并联在高压母线上，此时其伏安特性是线性的(如图7所示)，所以其电感值唯一地由偏磁电流决定，精确提供偏磁电流就可以准确地调整偏磁式电抗器的电感量。这样对电感量的控制问题就归结为对偏磁电流的控制。直流偏磁式无功补偿器中的直流控制电流由PWM整流方式产生，其具有：交流侧电流谐波含量低，功率因数近似为1；响应速度较快，具有较硬的负载特性；输出电流纹波小，可实现直流输出电流的无静差控制等特点。为了减小直流电流纹波含量，采用三相PWM整流器。直流电流的输出控制采用了基于同步静止坐标系的PI电流调节方法。如图5所示，首先采集三相交流电压，并通过锁相环PLL获得同步信号ωt。根据同步信号，将三相交流电流转换到同步旋转的d-q坐标系，电流iq代表无功电流，id代表有功电流。为了使得交流侧功率因数为1，则电流iq应为零，所以可将该信号经过PI调节后得到指令信号iq*。将检测到的直流侧电流idc与指令电流i*dc的差值经过PI调节后与电流id作差，再经过PI调节得到有功电流指令信号id*，将得到的有功、无功电流指令信号id*和iq*利用同步信号转换到α-β二相静止坐标系，形成空间矢量指令信号。根据该矢量，采用最优空间矢量控制方法可得到逆变器控制信号。该方案实现了有功、无功电流的解耦控制，具有较好的效果。电感量调节的速度取决于偏磁电流变化的速度，偏磁绕组为电感负载，为提高偏磁电流的响应速度，同步静止坐标系PI调节的基础上可采用强行励磁的手段。调节器参数调节适当后，控制电流从零上升到最大值的时间小于5ms。2波检测和转换矩阵控制系统的总体结构如图8所示。系统控制由：直流侧电压控制、谐波电流前馈控制、谐波电流反馈控制、无功补偿控制4部分组成。由于有源滤波器的响应速度快于直流偏磁式电抗器的响应速度，所以为了避免有源滤波器承担短时的大功率无功变化，有源滤波器指令信号中不包含无功分量。根据1.3节的分析，有源滤波器采用了采样负载电流和电源电流的复合控制方式。谐波电流计算采用同步旋转坐标谐波检测法，图中：同步信号由三相锁相环PLL提供。前馈控制中检测负载电流中3次、5次谐波，并根据系统参数设置比例系数kl3、kl5；反馈控制检测电源电流中的谐波分量和乘以比例系数ks；将检测到的有源滤波器直流侧电压通过低通滤波器LPF后得到的平均值作为反馈量，反馈量与设定值的差值经过PI调节后作为控制量。谐波电流前馈控制量、反馈控制量以及直流侧电压控制量之和构成有源滤波器的输出电压指令。无功补偿电流的计算方法采用文献介绍的同步对称分量法，该方法适用于三相不平衡系统。由同步对称分量法计算得到需要补偿的感性无功电流后，可根据图7生成的表格，查表得到直流控制电流信号idc。图8中，C3s/2r为三相静止坐标系到两相同步旋转坐标系的转换矩阵将C3s/2r的第2行与第3行对换即可得到转换矩阵。为两相同步旋转坐标系到三相静止坐标系的转换矩阵同样将C2r/3s的第2行与第3行对换即可得到转换矩阵。由图8可知，从电源电流中减去三相正序基波电流和三相负序基波电流就可以得到每相的各次谐波电流和。3次和5次谐波的检测采用了类似的方法，将转换矩阵C2r/3s和C2′r/3s中的ωt项换成3ωt和5ωt，可分别求出3次、5次谐波电流的正序分量和负序分量。正序和负序分量之和就是该次谐波电流的总含量。3偏磁式电抗器的仿真结果对于提出的有源电力滤波器与直流偏磁式静止无功补偿器综合补偿系统，采用电磁暂态仿真软件PSCAD/EMTDC进行了仿真。仿真系统如图3所示。系统中无源滤波器组的谐波阻抗应尽可能地小，文献较详细地介绍了无源滤波器组和“C”型高通滤波器的参数设计。本系统中无源滤波器同时提供基波无功功率，3次、5次以及“C”型高通滤波器的参数同时需要根据无功补偿容量来确定。“C”型滤波器的截止频次可设为6。设Z3,Z5,ZC分别为3次，5次和“C”型高通滤波器基波阻抗值，则系统中无源滤波器每相的等效基波阻抗为可得到无源滤波器提供的容性无功功率为则由直流偏磁式电抗器提供的感性无功的变化范围为0～Sc。仿真系统中综合补偿装置的基本参数为L3=26.5mH,C3=48.4µF,L5=15.4mH,C5=26.4µF,Ld=0.768mH,Cd=13200µF,Ch=330µF,Rh=1.62Ω，Lh=0.112mH,C1=750µF,L1=13.5mH。偏磁式电抗器的电感变化范围：0.5～5mH；负载为三相六脉动可控硅整流负荷；电源相电压10kV，有源滤波器直流侧电压为1kV，耦合变压器变比为300:1000；逆变器开关频率为10kHz。图9为偏磁式电抗器未投入时，电源电压、电源电流和负荷电流的波形。由图可见，经过混合滤波器的补偿后电源电流中的谐波含量显著减小，但由于偏磁式电抗器未投入，无源滤波器提供的容性功率超过负荷产生的感性功率，所以使得电源电流相位超前电源电压。图10和11分别为有源滤波器输出电压指令信号和变压器高压侧实际输出电压波形。图12显示了在0.38s时刻投入偏磁式电抗器的系统补偿效果。由图可以看出，投入偏磁式电抗器后，系统剩余容性无功功率被吸收，经过约15ms后电源电流与电源电压同相位。图13为PWM型整流器输出的直流控制电流变化情况。4补偿器系统本文提出了新型的