基于差动电流二阶微分的c保护判据

基于差动电流二阶微分的c保护判据

1ct饱和检测电子表格的输出保护原则简单可靠。这是主要电源设备中最重要的主要保护之一。当应用于保护母线时,有一个关键问题需要解决,即如何保证CT饱和时差动保护的稳定性。经典方案有比率制动法、时差法等方法。比率制动原理的特点是动作电流随外部短路电流的变化而同时变化,外部短路电流越大,制动量也越大,因此对区外故障引起的CT饱和有一定的制动作用。然而,在CT极度饱和的情况下,仅依靠比率制动往往不能避免保护的误动作。发生区外故障时,CT在故障的最初瞬间(1/4到1/2周波)一般都不会饱和,在这段CT线性传变区内差流很小。因此,在区外故障的情况下,启动元件和差流动作元件两者动作不同步;当发生区内故障时,启动元件越限和差流增大将同时发生。时差法利用这一特点来区分区内外故障,在判为区外故障后将差动保护闭锁一段时间,避免保护误动作。该方法的采用基本上保证了差动保护在经历区外故障的安全性。在何时解除闭锁的问题上,有两种处理方法。一种是持续闭锁到差流动作元件复归后,闭锁解除,但该方法无法反应在保护闭锁期间发生的同名相转换性故障,在要求对转换性故障较快反应的场合难以满足要求。因此需要利用辅助判据实时进行CT饱和检测,一旦发现CT饱和消失后(区外故障转区内)即解除闭锁,开放保护。针对上述情况,本文构造了一种基于差动电流二阶微分的CT保护识别判据,实现区内外故障转换时保护的快速开放。2基于差流波形特征的ct饱和新判据对母线差动保护而言,当发生外部故障时,各元件的CT如果正确传变,差流为零;而如果某个CT的一次电流幅值很大并包含了较大的直流分量时,CT在故障后1/4个周波后很快达到饱和,绝大部分电流流过励磁支路,使得其二次侧电流基本为零。而其他元件的CT仍能线性传变,使得差流回路的电流体现为其他元件电流的矢量和,即CT饱和元件的一次电流的波形(正弦波)。理论研究和实际运行经验证明,在一次电流过零点附近的区域CT仍能线性传变,这样,在这个区域内差流仍为零,从而造成差流在一个周波内一定存在间断角。该间断角随饱和程度的不同而变化。饱和程度越深,线性传变区越小,间断角越小。研究表明,即使在CT极度饱和的情况下,仍存在3～5ms(对应于54°～90°)的线性传变区,通过适当的方法将波形间断的特征提取出来后,可以作为CT饱和闭锁的辅助判据而实时开放区外转区内的转换性故障。对于母线保护来说,可考虑采用上述两个判据构成CT饱和检测元件。同步判别法判据以相电压作为故障检测元件,利用故障起动时刻和差流起动时刻不一致的特征检测CT饱和的原因源于内部故障还是外部故障,该元件在第一个周波内有效;如果为外部故障,间断角判据在一个周波后起动,实时检测波形的间断角,一旦发现波形间断角消失,即可开放保护。但是,由于微机保护的有限字长问题,如何确定波形采样值为“零”是一个比较棘手的问题。这涉及如何整定“零”门槛。理论上,不同幅值波形的“零”门槛应有所不同,即该门槛为波形幅值的函数的一个浮动门槛。举例来说,对一个稳态正弦波而言,可以认为,最小的零门槛是Imsin(ωTs/2),如图1所示。每周采样16点,则该门槛为0.2Im,如果考虑50IN外部短路电流使得CT完全饱和为基准,此时差流为50IN,门槛为10IN,低于该门槛视为过零点。然而,在另一种运行方式下,如果内部故障差流仅为10IN,则该电流全部被视为零,误判为CT饱和。如果降低门槛,则外部故障电流很大时有可能闭锁不住。另外,3～5ms的线性传变区在采样率为每周16点时仅对应2～4个采样点,如果仅凭有2个采样点在“零”门槛以下时即判断饱和消失而开放保护,很容易造成保护误动。为解决以上矛盾,本文提出的一种仅基于差流波形特征的CT饱和新判据,该判据利用差动电流波形的二阶微分作为判据,即kd(n)=i(n+2)-2i(n+1)+i(n)(1)下面分析该判据的特性:令i(t)=sin(ωt+δ)(2)则有i″(t)=-ω2sin(ωt+δ)(3)kd(t)=i″(t)·(Δt)2=-(ωt)2sin(ωt+δ)(4)离散化后,易知,kd为幅值等于(ωTs)2、相位与i相反的正弦波,换句话说,其最大值为(ωTs)2,当Ts=0.0125s(每周采样16点)原始正弦波幅值为1时,其值为0.15。从下面的分析可以发现,对于波形有间断的情况,在1个周波内,kd一定至少有一个值远大于0.15。下面通过一个CT极度饱和的例子论证其有效性,如图2所示。图2中,i1为一次电流,该电流由一幅值为1的正弦波与一个初值为1的衰减直流分量叠加而成;i2为其二次电流,id为i1与i2的差流。i1、i2、id如图2(a)、(b)所示。从图2中可见,i2为CT极度饱和后传变的电流,在1/4个周波后,该电流迅速衰减到零,以后仅在过零点附近有一定的输出。id为CT极度饱和后的差流,从图中可见,在在1/4个周波后,该电流基本上为一正弦波,仅在过零点附近存在极小的间断角。此时单纯利用电流采样值“过零”的方法很难正确判断。图2(c)为对i1(内部故障)与id(外部故障)进行二次微分并取绝对值后的电流波形。从图中可见,i1的kd仍为一正弦波,其峰值为0.15(即ωTs)2。而id的kd在较多的采样点上远远偏离0.15,而且这种偏离现象在每个周波内至少出现一次。其中,在一个周波内,如果求取偏离的最大值,该值至少达到0.5以上,即与稳态正弦的kd相差有3倍以上。因此,采用差流二次微分的采样值作为CT饱和判据是可行的。由于kd与一次电流的幅值成正比,为使其能适应各种短路电流幅值的情况,需要对其进行归一化。由于该判据在故障发生一个周波后方启动,比较容易想到的是根据故障后一个周波的差流数据利用Fourier算法计算差流的幅值作为归一化因子,每个kd在参与比较前均应除以该因子。考虑到在一个周波内差流正负峰值之差(ΔI=Imax-Imin)已能近似体现了其幅值,而且当CT饱和不是很严重造成波形的间断角比较大时,利用ΔI作为归一化因子更为有利,因为此时的ΔI不会大于同等幅值标准正弦波的ΔI。另外Fourier算法的计算量较大,效果也不见得好于ΔI。这里推荐使用ΔI作为kd的归一化因子,并将归一化后的kd称为kdd。为实时跟踪幅值变化,可作如下考虑:在计算第2个周波的kdd时,利用第一个周波的ΔI作为归一化因子;在计算第3个周波的kdd时,利用第二个周波的ΔI,依此类推。图2(d)给出了kdd的变化规律。易见kdd约为kd的1/2。此时i1的kdd的最大值为0.75,id的kdd的最大值为0.23以上,并且,id与i1的kdd比值相对不变。当差流幅值变化时,kd随之变化,而kdd基本不变,即与波形幅值无关。因此,在利用同步识别法判断为CT饱和后,从第2个周波起,实时计算kdd,并且每个周波内均求取一次kdd的最大值kddmax,当kddmax大于0.75时,判为波形有间断,饱和未消失;一旦在一个周波内kddmax小于0.75,判为饱和消失,区外故障转区内,开放保护。在实际应用