永磁同步电机瞬时功率控制方案

永磁同步电机瞬时功率控制方案

0对电机参数依赖小目前，高性能的电机控制方案可分为两类：轴向旋转控制（foc）和直接旋转控制（tc）。FOC以磁场定向，必须获知磁场位置，通过旋转坐标系变换分解电流后，采用电流控制器和PWM发生器分别控制磁场电流和转矩电流来控制电机磁场和转矩，对电机参数依赖性大。DTC在定子静止坐标系上进行积分运算，可以直接给出功率管开关信号，对电机参数依赖性小，不需电流控制器和PWM发生器，实现起来简单，但存在积分环节，低速性能差，开关频率不稳定，很多改进的DTC方案变得对电机参数依赖性加大，结构复杂。2000年之后曾有学者提出了异步电机瞬时功率控制的思想，但实验结果尚未能支持其理论。本文基于日本学者赤木泰文(H.Akagi)等提出的三相电路瞬时无功功率理论[12,13,14,15,16,17]对电机输入瞬时有功无功功率进行分析，分析表明输入瞬时有功功率决定了定子侧磁场幅值变化速率，而瞬时无功功率决定了定子侧磁场旋转速率，在此分析基础上提出一种永磁同步电机瞬时功率控制方案并进行了仿真，特别对电机静态稳定运行的转矩稳定性和动态快速转矩响应都进行了仿真研究。1瞬时功能分析以下分析均采用恒功率变换，假设电机磁路不饱和，忽略磁滞和涡流损耗。根据三相电路瞬时功率理论，在定子侧静止αβ坐标系下可以得到电机瞬时有功功率P为点积的形式：电机瞬时无功功率Q为叉积的形式：式(1)和式(2)的瞬时功率定义对于电机控制来说有独特物理意义，本文的研究对象为交直轴磁阻相等的永磁同步电机，参见图1。图1中定义一个新的PQ坐标系为定子侧坐标系，P轴正向和定子电流矢量同向，Q轴领先P轴90°电角度。PQ坐标系下定子电压方程瞬时功率方程：其中，定义磁场瞬时功率P1,Q1为：定子自身磁链方程：电磁转矩方程：其中：Rs为定子电阻；Ls为定子电感；p为极对数；ψr为转子永磁体磁链；ψs为定子电流产生磁链；δ为ψr、ψs间夹角。电压方程式中，反电动势esp和esq代表了转子磁场对定子侧的影响，而瞬时功率中扣除由反电动势引起的功耗(传递到转子的功率)和定子电阻消耗的功率，剩余的部分功率转为定子磁场能量，这从式(7)、(8)可以看出。任意瞬间，is为一确定值，此时输入瞬时有功功率P1的大小决定了此时定子磁场幅值变化率dψsp/dt，所以输入瞬时有功功率通过影响定子磁场幅值影响磁场能量，同样的，瞬时无功功率Q1的大小则决定了定子磁场空间位置变化速率dψsq/dt，所以输入瞬时无功功率则通过影响定子磁场角度影响磁势能。在稳态运行时，定转子磁场幅值不变，旋转速度一致，相对位置也不变，所以dψsp/dt=0,dψsq/dt为常数，此时输入的瞬时有功和无功功率不变为常量，瞬时有功功率扣除损耗后即为输出机械功率，而瞬时无功功率大小则取决于具体的电机磁场大小和运行速度等情况。而在动态瞬态运行情况下，要获得尽量快的转矩响应，从转矩公式(11)可以看到，必须快速改变电机定子磁场幅值和角度，由于磁场为能量项，不可能瞬变，所以输出转矩和机械功率也不可能瞬变，输入的瞬时有功和无功功率影响的是输出转矩和功率变化的速率，而不是值。要获得快速响应的转矩，就必须输入快速变化的瞬时有功无功功率以满足电机定子磁场变化所需能量需求。所以这个输入瞬时功率到输出机械功率之间存在一个积分环节，直接通过控制输入瞬时有功无功来直接控制输出转矩和功率是不可行的，但可以通过控制输入瞬时有功无功功率来控制磁场，从而达到控制输出转矩和功率的目的。可见，瞬时有功功率P1可以控制定子磁场幅值变化率，瞬时无功功率Q1可以控制定子磁场角度变化率，所以瞬态时要达到最快速的转矩响应需要同时提供磁场变化所需的瞬时有功和无功功率。同样地，如果在稳态运行，需要平滑无波动的转矩，则输入的瞬时有功和无功功率也不应剧烈变化，否则会导致磁场快速变化，引起输出转矩波动。2选用值发生器对于等气隙的PMSM电机，本文提出一种新的瞬时功率控制方案(IPC)，通过控制输入瞬时有功和无功功率来控制电机磁场和转矩，方案框图如图2ㄢ瞬时功率控制系统核心主要由瞬时功率参考值发生器、定子电压uαβ计算单元和SVPWM单元3部分组成。瞬时功率参考值发生器是控制系统的核心，用于产生电机控制所需瞬时有功无功功率参考值P*，Q*，参考图2、3，可以得到计算公式如下：公式中带*号变量为参考变量；ωr为转子电角速度；Ts为控制周期。定子电压uαβ计算单元接收瞬时功率给定值和当前电流值，给出控制所需电压。由于电机定子电流不可能突变，如果控制周期Ts足够短可以认为此周期内定子电流几乎没有变化，所以可以通过快速改变定子电压来改变输入瞬时有功无功功率，使输入瞬时功率等于给定瞬时功率。另外由于在PQ坐标系和αβ坐标系下计算所得瞬时功率应该是相等的，所以有如下计算公式：SVPWM环节则接收uαβ*信号，产生相应的功率管恒频开关信号。在实际控制系统中，能提供的瞬时有功无功功率是有限的，这是由于受到直流母线电压的限制，这个限制由SVPWM环节完成，最终加到电机上的uαβ不会也不可能超过直流母线电压限制。3稳态运行时负载突变的仿真在Simulink环境下建立了永磁同步电机瞬时功率控制方案的仿真模型，仿真采用的永磁同步伺服电机模型模拟一台实际的永磁同步伺服电机，电机主要参数如下：PN=600W,TL=6N⋅m,IN=3.5A(峰值5A)，nN=1000r/min；定子电阻Rs=0.975Ω，直轴电感Ld=6mH，交轴电感Lq=6mH，转子永磁体磁链ψr=0.2Wb，转动惯量J=0.001kg⋅m2，摩擦系数f=0，极对数p=4，直流母线电压Vdc=300Vㄢ所设计的仿真实验主要为观测瞬时功率控制方案转矩瞬态响应、静态转矩波动与瞬时输入有功无功功率之间的关系。所设计实验为从静止带负载TL=2N⋅m启动至额定转速1000r/min后稳态运行，运行至45ms时转速指令变为-1000r/min，负载转矩不变，再运行至85ms时负载突变为TL=-4N⋅m，持续5ms后即90ms时负载恢复为TL=2N⋅m，总仿真时间100ms，采用MTPA控制，δ角固定为90°。SVPWM载波10kHz，电流电压转速采样频率均为10kHz，运算频率也为10kHz(Ts=0.1ms)。需要说明的是，由于SVPWM的载波频率为10kHz，所以图4中的P、Q波形为0.1ms(1个SVPWM周期)内的平均值波形以便于分析，可以看到，输入瞬时有功功率P在稳态运行时基本等于输出转矩Te和转速的乘积，比如1000r/min、2N⋅m的稳态运行时，P在837W上下波动，这从图5(a)的39.5～40.5ms稳态局部波形中可以更清楚地看到，这符合前面理论分析的P在稳态时的情况，即稳态时P应该尽量稳定，数值在扣除损耗后等于输出功率，以获得尽量稳定的转矩输出。P在瞬态运行时则有突变，在图4中转矩的突变都对应着P的突变，图5(b)取了其中84～87ms，-1000r/min段的波形，在85ms时负载转矩有突变，从2N⋅m瞬变到-4N⋅m，从图上可以看到，电机电磁转矩在0.3ms内完成了对负载转矩的跟随，对应的瞬时有功功率P则不仅仅是从-837W输入变化到+1675W，而且在转矩瞬变期间输入了额外的有功功率，这部分额外有功功率，如前面理论所述，是用来提供定子磁场变化所需能量。输入瞬时无功功率Q，由于本控制方案采用MTPA控制，保持定子电流和转子夹角δ等于90°，所以Q正比于转子转速和定子电流大小的乘积，从图4中可以看到这一点，稳态运行时Q也是尽量保持稳定输入，使定子磁场和转子磁场的夹角保持不变，从而保证输出转矩的稳定性。同样由于这个原因，在负载转矩突变时，Q仅仅是跟随定子电流幅值变化，不像P还提供额外的功率，电机电磁转矩Te的变化此时仅由定子电流大小变化产生，而定子电流和转子磁场之间角度还是保持不变。本控制系统不直接控制磁链，总定子磁场由定子电流产生磁场和转子永磁体磁场共同合成，而定子电流产生磁场和转子永磁体磁场角度δ保持90°不变，所以图4(e)中的定子侧总磁链值在运行过程中是变化的，大小取决于定子电流值，这和DTC控制不同，更类似于FOC。另外由于采用SVPWM输出，在6个电压矢量控制边界上控制效果减弱，所以从磁链波形上可以看到周期性的波动。又由于300V直流母线电压和10kHzSVPWM的限制，高速时控制效果比低速时要差，转矩、磁链、电流的波动在高速时都比低速更大，提高SVPWM的载波频率和采样频率可以进一步减小脉动。4功无功功率控制通过对电机瞬时功率的理论分析和等磁