基于功率预测控制的单相并网变换器研究

基于功率预测控制的单相并网变换器研究

0比例谐振控制近年来，可支配能源在世界迅速发展。例如，照明设备和风能发电等年增长率超过20%。可支配能源已成为促进能源多元化、应对气候变化、实现社会可持续发展的重要替代能源。电力电子变换器作为可再生能源与电网的接口是不可或缺的。单相电压型变换器广泛用于小功率的可再生能源并网发电中。控制方案有比例谐振控制、重复控制、矢量控制等。比例谐振控制是在静止坐标系下的控制方法,比例谐振控制器在电网基频处具有非常高的增益,因此其可以稳态无静差的跟踪工频交流信号,但是其对参数变化敏感,对阶跃响应衰减很快。重复控制是基于内模原理的控制技术,由于重复控制动态响应速度慢,通常与无差拍控制、比例积分控制等算法结合,可以提高其动态响应速度,但是电流环重复控制器的引入,对电流环的动态性能会产生不利影响。矢量控制(vectorcontrol,VC)基于同步旋转坐标系将交流基波信号转换为直流信号,采用PI控制器分别控制有功电流分量和无功电流分量,实现对基波信号的零稳态误差跟踪,但是需要整定PI控制器参数,控制过程调节时间较长。由于单相系统只有一个电压、电流,无法直接应用瞬时功率理论,本文通过构造虚拟的电压、电流形成静止坐标系下的两相系统,并且推出两相系统的平均功率与实际功率的关系,通过控制两相系统的平均功率去控制实际功率,在此基础上提出一种功率预测控制策略,该策略采用预测算法和功率模型,得到两相静止坐标系下的电压控制信号,用其中的真实分量产生触发脉冲控制变换器。1um、im1单相电压型并网变换器的拓扑如图1所示,变换器通过滤波电感L与电网相连。由图1,令式中:Um、Im1分别为电网电压和并网电流基波分量的峰值;ω为电网角频率;φ1为基波功率因数角。根据单相功率的定义,并网变换器的有功和无功功率可写为2虚拟两相坐标系中的即时功率2.1虚拟量的构造在三相并网系统中,广泛地应用瞬时功率理论控制系统的有功功率和无功功率。在单相并网系统中只有一个电网电压和并网电流,无法直接应用瞬时功率理论去求得系统的瞬时有功和无功分量,要在单相并网系统中应用瞬时功率理论必须构造(或称虚拟)一个与电网电压和并网电流正交的电压和电流分量。构造的虚拟电压和虚拟电流分别滞后电网电压和并网电流90°。构造虚拟量的方法有:对电压和电流量直接滞后90°;希尔伯特变换;反Park变换;二阶广义积分(SOGI)。直接滞后的方法最简单,但是当真实量突变时,虚拟量会在工频周期后重复上述过程,系统稳定性较差;希尔伯特变换中存在卷积,实际中该卷积无法以其当前形式予以实现,实际效果并不理想;反Park变换结构较复杂,运算量大。二阶广义积分的优点是可以对输入信号进行一定的滤波,进而可以改善输入信号畸变的情况且结构较简单。鉴于此,本文采用二阶广义积分构造虚拟电压、电流。二阶广义积分构造虚拟电压的结构如图2所示(图中以虚拟电压为例,虚拟电流同理)。图2中,k表示阻尼系数(选择合适的阻尼系数可以对输入信号进行滤波);ω为电网电压角频率;u表示输入电压;uα表示与u同相位的电压;uβ表示滞后uα90°的电压。因此,若u为电网电压,则得正交电压量uα、uβ。同理,得正交电流量iα、iβ。文中下标为α的量表示真实量,下标为β的量表示虚拟量。根据图2,二阶广义积分的传递函数为式中iαn和iβn表示n次谐波电流。2.2两相系统中p、q对系统平均功率的测试根据瞬时功率理论,在αβ坐标系下的有功和无功功率为由式(3)~式(5)经过化简可得令p珋和q珋分别表示p和q的平均值,则可以通过对p、q低通滤波得到。式(8)说明了在两相坐标系下的平均功率是实际功率的两倍。因此可以通过控制两相坐标系下的平均功率去控制实际变换器的功率。3svpwm脉冲预测模型控制策略在每一个开关周期通过功率预测模型确定变换器的控制电压,应用这个控制电压使变换器在下一个开关周期输出的功率误差为零。因此,在每一个开关周期都要预测下一个开关周期的有功功率和无功功率。忽略滤波电感的寄生电阻,单相并网变换器在静止αβ坐标系下的动态方程为式中:ugα、ugβ、ucα、ucβ、iα、iβ分别表示电网电压和变换器交流侧电压、并网电流的αβ分量;L为滤波电感。从两相静止αβ坐标系变换到两相旋转dq坐标系得其中旋转坐标系的旋转频率为电网角频率ω。将电网电压定向到旋转坐标系的d轴上,所以ugq=0。上式变为当采样周期为Ts,将式(11)离散化得整理得其中k表示本次采样时刻,k+1表示下一次采样时刻。在按电网电压定向的旋转坐标系下的瞬时有功功率和无功功率为由于实际采样频率远大于电网电压频率,所以在采样区间内可认为电网电压没有改变。离散后的有功功率和无功功率为将式(12)代入式(14)中得为了实现功率预测控制的目的,则式中p*(k)、q*(k)分别表示第k个采样周期有功和无功功率的给定值。将式(16)代入式(15),可得式中ep(k)=p*(k)-p(k),eq(k)=q*(k)-q(k)。计算出变换器在dq坐标系下的控制电压ucd(k)和ucq(k),将其经过反旋转变换到αβ坐标系下,得到ucα(k)和ucβ(k)。由于真实控制的是单相系统,其中虚拟的控制电压ucβ(k)需要舍弃,真实的控制电压ucα(k)用来产生单相SVPWM脉冲。功率预测控制框图如图3所示。图3中,PLL表示软件锁相环,实现对电网电压相位的实时跟踪。4svpwm的基本原理由图1知,单相变换器开关管的开关通断产生4种离散的输出线电压基本矢量,见表1,表中uab为逆变器输出端电压;Si表示开关管开关状态,0表示关断;1表示开通。4个电压空间矢量其中有2个电压零矢量(u0和u3);2个非零矢量(u1和u2),幅值相等,相位相反。它们在平面上的分布如图4所示。按空间矢量的平行四边形合成法则,用相邻的2个有效工作矢量合成期望的输出矢量,这就是SVPWM的基本思想。单相并网变换器利用表1中的4个电压矢量来线性拟合期望输出的电压矢量。设Ts为开关周期,T1为当前有效电压矢量作用时间,T0为零矢量作用时间,根据伏秒平衡原理可得式中为期望输出的电压矢量(图4中得到的真实控制电压信号),ux为变换器输出两个非零矢量u1或u2。化简得同理,当π≤ωt≤2π时,ux=u1,得通过式(20)、式(21)可以计算出有效矢量和零矢量作用时间。5单相电压型变换器的动态特性为了验证功率预测控制(PPC)算法的控制性能,本文搭建了一个1kW的单相并网系统,控制系统由英飞凌公司16位微控制器XC2785实现,D/A转换芯片采用DAC8565。有功功率和无功功率的给定通过CAN通信由上位机给定。实验的电气与控制参数:电源电压有效值140V,频率50Hz;滤波电感L=4.8mH;直流母线电压300V;采样频率与开关频率为10kHz。图5为电网电压和由二阶广义积分得到的虚拟电压波形(由D/A输出),从图中看出虚拟电压滞后电网电压90°。图6为按电网电压定向锁相环实验波形(由D/A输出),从图中看出所用的锁相环可以实时、准确的跟踪电网电压的相位。图7为有功功率给定1kW,无功功率给定为0时电网电压和并网电流实验波形,可以看出电网电压与并网电流同相位,PPC实现了功率因数为1的逆变。图8为有功功率给定800W,无功功率给定为400Var时电网电压和并网电流实验波形,并网电流滞后电网电压,PPC实现了无功补偿(以图1的电流为参考方向)。图9为有功功率给定800W,无功功率给定为-400Var时电网电压和并网电流实验波形,并网电流超前电网电压。由图7~图9可知,PPC能够实现并网功率因数的调节。对功率预测控制(PPC)的有功功率给定阶跃变化做动态性能实验。为了进行比较,对矢量控制(VC)的有功功率响应也做了实验。单相电压型变换器的矢量控制框图如图10所示。图11(a)、图11(b)分别为VC与PPC的有功功率给定和反馈波形(由D/A输出)。开始有功功率给定为800W,稳定运行后,有功功率给定突变为1000W,图中横轴时间单位是2ms。从图中可以看出,VC的阶跃响应时间为6个开关周期,PPC的响应时间仅为3个开关周期,显示PPC对功率的快速跟踪能力。对单相并网变换器在功率预测控制下的有功功率和无功功率动态解耦性能进行实验。为了进行比较,对矢量控制的解耦性能也做了实验。图12(a)、图12(b)分别为VC与PPC有功、无功动态实验波形(由D/A输出)。图12中,有功功率给定700W,无功功率给定为零,稳定运行后,有功功率给定保持不变,无功功率给定突变为400Var。从图中看出,PPC的动态解耦性能优于VC,实现了有功功率和无功功率的解耦控制。6功率预测控制策略验证建立了单相电压源并网变换器在αβ坐标系下的瞬时功率模型,在该模型基础上提出了功率预测控制策略,从其控制框图可以看出,控制系统结构简单、开关频率固定、无需整定控制器参数。将功率预测控制策略应用于搭建的样机