单片机控制的高压开关电源设计

精选资料可修改编辑单片机控制的高压开关电源设计摘要高压电源在日常的生产、生活中有着广泛的应用，尤其在军事、医疗、射线类探测器和静电喷涂等技术领域。传统的高压电源多采用线性技术，这种结构形式造成电源变换效率低，体积大，重量沉，操作维修不方便。随着电源技术的发展，人们对高压电源的智能化程度、转换效率和带负载能力提出了更高的要求。智能化开关电源以线性电源无法比拟的特点和优点己经成为电源行业的主流形式。该技术的应用使高压电源变得体积小、重量轻、效率高、智能化更强。本论文研究工作针对X射线荧光分析装置对供电高压电源在效率、体积和智能控制等方面的要求，研制了一种以单片机和脉宽调制（PMW）技术为基础的高压电源。该电源由STC89C51单片机控制脉宽调制芯片TL494，采用单端式推动，经变压器和倍压整流升压，输出0~50kV连续可调电压。该电源采用数字调节、闭环实时监控、模数电路相互配合，具有通用性强、输出范围宽、稳压精度高、控制性能优良等特点。关键词：单片机，开关电源，TL494，高压电源IDesignofthehigh-voltageswitchingmode-powersupplybasedonSCMAbstractHigh-voltagepowersupplyisappliedbroadlyindailylifeandproduction,especiallyusedinmilitary,medical,class-raydetectorandelectrostaticspraying.Tradltionalhigh-voltagepowersupplymainlyadaoptstechnologyoflinearpowerspuplysuchtypeofstructuremakesthewholeeffieieneyofpowersupplybelow,large,heavyandoperationandmaintenancewhichisnotconvenient.withthedevelopomentandadvancementofpowersupplytechnology,theintelligentlevel,conversionefficiencyandloadcapacityishigherrequirementsforthehigh-voltagepowersupply.Intelligentswitchingpowersupplyhasbecomethemainstreamform.ofthepowerindustrywiththeunmatchedfeaturesandadvantages.Applicationofthetechnologyhasmadethehghvoltagepowertobecomethesmallsize,lightweight,highefficiencyandmoreintelligent.Withtherequirementsoftheefficiency,volumesizeandintelligentcontrolofthepowersupplyforthex-rayfluorescenceanalysis,ahigh-voltagepowersupplybasedonthetechniqueofSCMandPWMhasbeendeveloped.ItusesSTC89C51SCMtocontrolTL494,adoptssingleendedtypepromote,andputsoutchangeablevoltageafteritboostedbyatransformerandvoltagemultiplyingrectifier.Thepoweradoptsdigitalregulationandclosedloopreal-timemonitoringtocooperatedwithaanalogcircuit,andthepowerhasadvantagesofstronggenerality,wideoutputrange,highstablevoltageaccuracy,excellentcontrolproperty,etc.Keywords:SCM,Switchingmode-powersupply,TL494,High-voltagepowersupplyII单片机控制的高压开关电源设计第一章引言单片机控制的高压开关电源具有通用性强、输出范围宽、稳压精度高、控制性能优良等特点。弥补了传统高压电源体积大，效率低等缺点，受到人们的极大关注。一、高压直流电源基本原理和应用高压直流电源是将工频电网电能转变成特种形式高压的一种电子仪器设备，高压直流电源按输出电压极性可分为正极性和负极性两种。高压直流电源已经广泛应用于当今的军事、工业、日常生活等领域。回顾高压直流电源发展历史，高压直流电源最初是将工频电压直接经高压变压器升压后整流滤波[1]，或升压后再倍压整流后得到高压的，其基本原理如图1.1所示。随着科学技术的发展，高压直流电源采用了线性技术。图1.1高压直流电源基本原理图二、开关电源发展历史随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多。电子设备的小型化和低成本化使电源向轻、薄、小和高效率方向发展。开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展相关[2]，高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁器件。因此开关电源可以按照作为开关元件的半导体功率器件分成几个阶段：最早的半导体功率器件，起始于1958年的晶闸管，又称SCR可控硅整流器，是第一个阶段；60年1单片机控制的高压开关电源设计代出现了快速晶闸管，到70年代又研制成功了高压大电流的门级可关断晶闸管(GTO)、电力巨型晶体管(GTR)，它们都是双极型电力半导体器件，逐渐取代了传统的SCR。这些大功率器件与微处理机相互结合，开关电源进入了“自关断器件”的第二个阶段；由于微电子学科的快速发展，70年代中后期又出现了MOS场效应晶体管，特别是80年代问世的功率场效应管VDMOS(又称“功率MOSFET”)，以及派生的MOS型绝缘栅双极晶体管(IGBT)，其特性和功能更新发展使功率变换和稳压电源技术发生了新的飞跃，使开关电源技术发展到高频化、智能化的第三个阶段。三、高压开关电源简介20世纪70年代世界电源史上发生了一场革命，即脉宽调制技术在电源领域的应用。到目前为止，电源的频率已经达到数千Hz，应用先进的准谐振技术甚至可以达到兆Hz水平。高频化使高压电源体积大幅度的减小，轻巧便携，实用性和使用方便性明显得到改善。近几年，随着电子电力技术的发展，新一代功率器件，如MOSFET，IGBT等应用，高频逆变技术的逐步成熟，出现了高压开关直流电源，同线性电源相比较高频开关电源的突出特点是：效率高、体积小、重量轻、反应快、储能少、设计和制造周期短。由于它的优越特性，现在已逐渐取代了传统的高压线性直流电源。图1.2高压开关电源基本原理图图1.2是高压开关电源示意图。同图1.1相比较，它采用了脉宽调制技术，PMW2单片机控制的高压开关电源设计技术和逆变器技术结合[3]，实现了高压开关直流电源输出电压稳压、调压和保护功能。它的工作原理是：交流电经整流单元整流、滤波后，变成直流，逆变单元由控制单元控制，使直流电压逆变成高频方波电压，经高频变压器形成方波电压，然后经高压整流输出变成直流高压，电压反馈单元将输出的电压和电流信号反馈到控制单元，只要调整控制单元的设定电压，就可调节直流高压的输出电压。目前，世界各国正在大力研制开发新型高压高频电源，包含新的电源理论、新型模块化电路、新型电子器件等，以满足电子设备小型化、高效化和高性能化的时代发展要求。四、国内外高压开关电源发展的简单现状目前，国外高压开关直流电源比较成熟，像Spellman、Classman等高压电源公司已生产出小型化、高效化、智能化的高压直流电源，然而价格比较昂贵，国内直流高压开关电源研究起步较晚，与先进国家相比有较大差距。尤其在高频、高性能直流高压开关电源方面，国内还没有形成批量生产能力。五、高压开关电源发展的中的问题随着新的电子元器件、新的电磁材料、新的电源变换技术、新的控制理论及新的专业软件的不断涌现，并不断地被应用于开关电源，使得开关电源的性能不断提高，特点不断更新，出现了如频率高、效率高、功率密度高、可靠性高等新特性。现代的高压开关电源有以下几个难点：1、高频高压变压器体积减小，频率升高，分布容抗变小，绝缘问题和效率问题需要解决。2、由于高压电源的频率很高，导致功率开关器件开关频繁，能耗增大，这就对逆变器的拓扑结构应有所选择。3、在控制检测部分，高频高压开关电源采用采用了脉宽调制技术和逆变器等技术，出现了强电弱电间的相互影响加强。检测部位的高压电压（近10kV），对后续的电子元器件（精密电阻等）提出了更高的性能要求。六、论文的主要工作本论文设计了一种作为X射线荧光分析装置供电电源的高压开关电源，该电源采用脉宽调制（PWM）、单端式推动、数字调节、闭环实时监控、模数电路相互配合，具有体积小、逆变效率高、通用性强、输出范围宽、稳压精度高、3单片机控制的高压开关电源设计控制性能优良等特点。电源整机性能指标为：1、输入AC220V，输出电压0~50kV（连续可调），输出电流0~3mA2、具有输出过压、过流保护3、稳定性0.1%，波纹系数<0.1%，效率>65%4单片机控制的高压开关电源设计第二章高压开关电路选择与设计本章主要介绍开关电源的功率转换电路、开关器件、变压器以及倍压电路的各种形式，选择和设计了我们实验上采用的高压开关电源电路。一、功率转换与倍压整流电路在高压开关电源电路中，最关键的部分是功率转换电路和倍压整流电路。在开关电源中，功率转换电路的基本形式有5种，正激式、反激式、半桥式、推挽式和全桥式[4]。倍压整流电路分为二倍压和多倍压整流电路。下面分别介绍、分析这些功率转换电路和倍压整流的结构和工作原理。（一）正激式变换电路正激式变换电路的结构如图2.1所示。由于其储能元件与负载电阻RL串联又称串联型变换电路。该电路直流电压U是由工频交流电源通过电源滤波器、整流滤波器后转换获得；开关管S为绝缘栅双极型晶体管（IGBT）或MOSFET；T为高频变压器；L和C组成LC滤波器；二极管D1为半波整流元件，D2为续流二极管；RL为负载电阻；U0为输出稳定的直流电压。S的驱动信号XH为PWM控制电路输出的方波。图2.1正激变换电路当XH为高电平使S导通时，变压器获得输入电压为UT=U1，二极管D1导通，D2截止，此时电源经变压器耦合向负载传输能量，负载上获得电压，滤波电感L储能。当控制电路使S截止时，开关管S所承受的电压与输入电压相等，即US=U1，变压器原、副边输出电压为零。此时，变压器原边在S导通时储存的能量经过线圈N3和二极管D3反送回电源。而变压器的副边由于输出电压为5单片机控制的高压开关电源设计零，所以二极管D1截止，电感L通过二极管D2续流并向负载释放能量，因为电容C1的滤波作用，此时负载上所获得的电压保持不变，输出电压为：Uo=N?U

（2.1）式中

N——变压器次、初级的匝数比，N=N2:N1δ——占空比，?=

TonToff+Ton

（2.2）由式（2.1）可看出，输出电压U0仅由电源电压U和方波的占空比D决定。正激变换电路结构比较简单，易于实现，可适用于中小功率的开关电源。（二）反激式变换电路图2.2所示为反激式变换电路，其高频变压器T既起隔离作用又起电感L轭流的作用，因为它的储能元件与负载RL并联，所以又称为并联型变换电路。同时也可以判断出，同正激式变换电路不同，变压器的磁芯工作在磁滞回线的另一侧，故称为反激式变换电路。图2.2反激式变换电路当控制电路使功率开关管S导通时，由于同名端的关系，二极管D1不导通。当S截止时，变压器的副边绕组产生的感生电动势反向，使D1导通，给电容器充电，同时负载RL上产生电压。在此电路中，基极的控制、副边绕组的设计，都要遵循反激的原则。6单片机控制的高压开关电源设计同样地，开关管S的耐压和变压器的输入电压与电源输入电压相等，因此反激变换电路同正激变换电路一样，结构比较简单，易于实现，可适用于中、小功率的开关电源。（三）推挽式变换电路图2.3所示为推挽式变换电路，它实际上是两个单端正激式变换电路组合成推挽方式工作，两只功率开关管S1、S2交替导通。其工作过程为：当S1导通，S2截止时，根据同名端可以判断出，只有D2导通，电感L的电流逐渐上升；当S1截止、S2导通时，可以判断出，只有D1导通，电感L的电流也逐渐上升。当两个开关管都关断时，二极管D1与D2都导通，各分担一半的电流。图2.3推挽式变换电路同样可以看出，开关管的耐压和变压器的输入电压与电源输入电压相等，变压器磁芯工作在磁滞回线的两侧。推挽式变换电路结构相对比较复杂，对驱动电路的要求较高，但输出功率较大，适用于中、大功率的开关电源。所以，这种变换电路得到了广泛的应用。（四）半桥式变换电路图2.4为半桥变换电路原理图，半桥变换电路与正激变换电路不同的是：由两个功率开关管S1、S2构成，二极管D3、D4组成全波整流元件。电感L、电容C3组成LC滤波电路，实现对整流输出电压的滤波。7单片机控制的高压开关电源设计图2.4半桥变换电路输入电压U通过两个同容量的输入电容把U转换成为双电源，U1=U2=U/2，即A点的电压UA是输入电压U的一半。开关管S1和S2的驱动信号XH1和XH2由控制电路产生，是互为反相的PWM信号。为了防止开关管S1、S2同时导通造成电源短路，驱动信号XH1、XH2之间必须具有一定的死区时间，即二者同时为零的时间。当XH1为高电平时，XH2为低电平，S1导通，S2关断。电容C1两端的电压通过S1施加在高频变压器的原边，此时UT1=U/2，变压器副边所接二极管D3导通，D4截止，整流输出电压与图示Uo方向相同，再经L、C3滤波得到输出电压Uo。当XH2为高电平，XH1为低电平时S2导通，S1关断，电容C2两端的电压施加在高频变压器的原边，此时UT2=U/2。二极管D4导通，D3截止，整流输出电压的方向也与图示Uo方向相同,在S1和S2共同关断期间原副边绕组上的电压为零,即UT1=0，UT2=0。在二极管D3、D4导通期间，电感L开始储能。在开关管S1、S2同时截止期间，虽然变压器副边电压为零，但此时电感L释放能量，又由于电容C3的作用将使输出电压维持恒定不变。半桥变换电路同正激、反激式电路不同，在一个开关周期内，前半个周期流过高频变压器的电流与后半个周期流过的电流大小相等，方向相反。因此，与前两种电路相比，变压器的磁芯工作在磁滞回线B-H的两端，磁芯得到充分利用又防止了磁饱和，因此高频变压器可以设计得更小而功率更大。在一个开关管导通时，处于截止状态的另一个开关管所承受的电压与输入电压相等。开关管由导通转为关断的瞬间，漏感将会引起尖峰电压对S1、S2造成影响。为此开关管S1、S2两端各并联一个二极管D1、D2，可以把漏感引起的尖峰电压箝位，因此开关8单片机控制的高压开关电源设计管所承受的电压绝对不会超过输入电压，同时二极管D1、D2还作为续流二极管具有续流作用，而施加在高频变压器上的电压只是输入电压的一半。半桥变换电路结构相对比较复杂，对驱动电路的要求较高，但输出功率较大，适用于中、大功率的开关电源。（五）全桥式变换电路图2.5所示为全桥式变换电路，它用另外两只开关管S3、S4将半桥电路中的两个电解电容C1和C2取代，并配上相应的驱动电路即可组成全桥变换电路。变压器副边所接整流二极管D5、D6实现全波整流。S1驱动信号XH1与S4的XH1相同，S2驱动信号XH2与S3的XH3相同，而且XH1、XH4与XH2、XH3互为反相。其输出的电压波形类似半桥电路。图2.5全桥变换电路当XH1与XH4为低电平，XH2与XH3为高电平时，开关管S2和S3导通，S1和S4关断，电源电压通过S2和S3施加在高频变压器的原边，此时变压器原边电压为UT1=U。当XH1和XH4为高电平，XH2与XH3为低电平时，开关管S1和S4导通，S2和S3关断，变压器原边电压为UT1=-U。与半桥电路相比，原边绕组上的电压增加了一倍，而每个开关管的耐压仍为输入电压。开关管S1、S2、S3和S4的集电极与发射极之间分别反接有箝位二极管D1、D2、D3和D4，由于这些箝位二极管的作用是当开关管从导通到截止时使变压器初级磁化电流的能量以及漏感储能引起的尖峰电压的最高值不会超过电源电压U，同时还可将磁化电流的能量反馈给电源，从而提高整机的效率。9单片机控制的高压开关电源设计全桥变换电路采用了4只开关管，结构复杂，对驱动电路的要求很高，但综合性能最好。在输入电压U相等的情形下，较之半桥式变换电路可以输出更大的功率，因此适用于较大功率的开关电源。（六）功率转换电路选择单端电路：它包括正激电路和反激电路，与双端电路的根本区别是高频变压器仅工作在磁滞回线的一侧。单端电路只有一个开关管，只要一组脉冲激励，不需要分频，因而控制电路简单，对高压开关管储存时间的一致性要求不高。没有共同通导问题以及电路的不对称引起高频变压器单向偏磁。但是高频变压器磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，效率和利用率低。双端电路：包括全桥、半桥和推挽电路。它的优点是高频变压器磁芯仅工作在磁滞回线的两侧，效率和利用率高，可获得大功率输出。缺点是控制电路复杂。推挽电路：优点是变压器上直接加输入电源电压，因而只用两个开关管便能获得较大的功率输出，而且，一对晶体管的发射极相连，两组基极电路无需绝缘，这样驱动电路就可以简化。缺点是原边绕组只有一半时间工作，高频变压器的利用率差。全桥电路：优点是开关管子上施加的最高电压比起推挽式电路要低一半还多，这就为开关管的选择带来了方便。而且二极管还能将漏感储能归还给输入电源，也有益于提高效率。缺点是电路使用了四个开关管，需要四组绝缘的基极驱动电路，不仅电路复杂、元器件多，而且驱动功率成倍增加。半桥电路：优点是晶体管数量少，驱动功率小。具有抗不平衡能力。缺点是变压器上加的电压只有输入电源电压的一半。欲得到和全桥推挽电路相同的功率，开关管子必须流过两倍的电流。综合以上电路的特点，我们实验上选择简单高效单端电路作为高压开关电源的功率转换电路。（七）倍压整流电路双倍压整流电路：双倍压整流用一个周期内的正负半周分别对电容器C1和C2充电[5]，使两个电容器都充电到接近整流输入电压的峰值，然后将C1和C2串联输出，从而在负载上得到两倍的整流输入电压峰值的直流电压。见图2.6。10单片机控制的高压开关电源设计图2.6

二倍压整流电路其工作原理是：当U2为正半周时，变压器的1端为正，2端为负，二级管D1导通，于是对C1充电，C1被充电到接近于U2的峰值2E2，并基本保持不变。在此期间，二极管D2处于截止状态，因此，C2不被充电，其两端无电压。在U2负半周时，变压器2端为正，1端为负，二级管D2导通，C2也被充电到接近U2的峰值2E2。至此，输出电压应为两电容器C1和C2上的电压之和，即变压器次级电压峰值的两倍。在这种电路中，每个二级管承受的最大反向电压22E2，而电容上的电压为2E2。图2.7

多倍压整流电路三倍压整流电路及多倍压整流电路原理如图2.7所示，它用三个二极管和三个电容器可以做成三倍压整流电路，其工作原理与双倍压整流电路类似。在第一个周期内，二级管D1、D2及电容器C1、C2的工作原理与双倍压整流相同，二极管D3和电容器C3在此其间不起作用。在第二个周期的正半周到来时，变压器次级又是1端正，2端负，这时D1已重复上述过程，同时由于C2已充有22E2的电压，此电压与变压器次级电压E2相加，使D3导通，C3充电至接近22E2，于是在负载上得到的电压为C1和C3上的电压之和，即接近于32E2。需要指出的是C1、C2和C3的充电电压并不是在第二周期的正半周分别充到2E2、22E2和32E2的，而是在经过几个周期后，C3上的电压才逐渐稳定在其左右。11单片机控制的高压开关电源设计电路中每个整流二极管承受的最大反向电压均为22E2，C1上承受的电压为2E2，C2和C3上承受的电压为22E2。依此类推，用n个整流二极管和n个电容器就可以组成n倍压整流电路。但是由于高阶倍压整流电路带负载能力很差，输出很小的功率就会导致电压的大幅度跌落。假设输出电流为I，每个电容的容量为C，频率为f，则电压跌落为[6]：∆U=

16fC

(2n3−3n2+4n)

(2.3)输出电压纹波为：S=

n(n+1)4

?

IfCRL

(2.4)二、开关元件介绍(a)

图2.8

MOSFET等效电路

(b)作为起开关作用的主功率管通常是采用图2.8所示的MOSFET，其周围电路的元件均为其寄生元件，会严重影响MOS管作为开关元件的性能[7]。作为一个开关元件，主要考虑的是开和关的时间要足够短，以便使其工作于最小电阻和最大电阻之间，以减小功率消耗。实际的开关时间一般为10-100ns，而电源的开关周期为20-200ps。开关时间也主要决定于其寄生电容的充放电时间。另一个重要的寄生参数是栅极电阻，直接影响开关的开通时间，而这个参数0值，实际上栅极的域值电压是以-7mV/0C的负温度系数在变化。还有两个重要的寄生参量是源级电感和漏级电感，其值的大小主要依赖于MOS管的封装形式，在规格书中，都给出了典型值和MOS管开通时的工作状态。12一般的规格书都没有提供。栅极的驱动电压域值一般在规格书中提供的是25C的一般的规格书都没有提供。栅极的驱动电压域值一般在规格书中提供的是25C的单片机控制的高压开关电源设计第一阶段输入电容充电，此过程大部分栅极电流给CGS（栅源电容）充电，极少部分电流流过CGD（栅漏电容），当CGS电压达到开通电压时，CGD上的电压开始逐渐减小。此过程漏级电流和漏级电压均没有改变，称之为开通延迟。从第二个阶段开始，漏级电流开始出现，栅极电压从开通电压上升到平台区。次过程，MOS处于线性工作区，其漏级电流正比于栅极电压。栅极的电流流进CGS和CGD，漏源电压仍然保持不变。第三阶段，CGS充电完毕，漏级电压开始下降，栅级电压保持不变。所有的栅极电流都从CGD流过(CGD通过逐渐导通的沟道放电)。最后，更高的栅极电压加在CGS和CGD上，促使MOS管完全导通.此阶段的CGS电压（VDRV）决定了MOS的通态电阻，此过程栅极电流分别从CGS和CGD流过，漏源电流不变，漏源电压随着开态电阻的减小而减小。MOS的关断过程正好和上述过程相反。MOS本身的功耗主要由三部分组成:开、关损耗和导通损耗。源级寄生电感对开关的性能影响极大，构成源级寄生电感的主要是封装时的压焊线和出脚的引线电感，此外，电路外边串联的取样电阻也增加了寄生电感。MOS开关的过程中，给充电的电流要通过这个寄生电感，这会对MOS的开通和关断造成延时(CGS充、放电的过程将变长)，另外源级寄生电感和输入电容可能会形成振荡。由此需要在栅极串联一个电阻，依经验该电阻值的选取一般为5-10欧姆。阻值太小，驱动电压的波形会有一个过冲，但仍能获得较快的开关速度。阻值太大虽然没有过冲，但对开关的驱动没有任何好处。源级寄生电感还存在另一个影响，当源级电流迅速变化的时候，源级寄生电感给栅极电流的变化提供了不利的负反馈。这个过程发生在开通的第二个时间段和关断的第三个时间段。为了迅速增加漏级电流，必须在源级寄生电感上增大电压降，这个电压升高，那么变压器上的有用电压就降低，否则会导致源级电流的变化减慢。此时，栅极电流就通过源级电流在源级寄生电感上的压降，产生了负反馈，从而使栅极电流的变化也减慢了。漏级寄生电感也是由封装内的引线电感和与它相连的外部引脚电感产生的。它的作用相当于给MOS加了一个缓冲器，减少了漏级电流的变化率。虽然可以减少开通损耗，但大大增加了关断损耗。造成这个的原因主要是自感电动势叠加在MOS的漏级电压上，影响MOS的导通。13单片机控制的高压开关电源设计三、开关管尖峰吸收电路开关管在高频状态下工作，会产生振荡。为了消除这种寄生振荡[8]，应尽量减少开关管与各管脚的连线长度，特别是栅极引线的长度。若无法减少其长度，可以串联小电阻，且尽量靠近管子栅极。同时，由于开关变压器T是感性元件，所以在开关管截止瞬间，其漏极将产生极高的反峰值电压，容易导致开关管过压损坏，为此必须设置尖峰吸收回路。图2.9所示为典型的单端变换电路的吸收回路设计。接在开关管漏极的R3、C1、VD1为吸收网络。当开关管关断时，高频变压器初级线圈上产生的尖峰电压改为向电容充电，因此，可限制尖峰电压的峰值以及上升速率，对开关管起保护作用。图中R1既是MOS功率管的栅极限流电阻，又与R2一起消除功率管工作时产生的寄生振荡。TR3

C1

输出VD1

端TL494

R1R2图2.9

尖峰脉冲吸收回路四、高频变压器高频变压器是高压开关电源的核心部件之一，由于高压电源的变压器工作时的频率较高，它要求磁芯材料在频率下功率损耗尽可能小[10]；此外，还要求饱和磁通密度高；随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低尽量小等等。（一）磁芯材料和结构根据电源对变压器的要求，大部分高压电源主要采用铁氧体磁芯材料。用铁氧体磁芯材料结构选择的因素有下列几个方面：1、漏磁要小，以便能获得小的绕阻漏感。2、便于绕制，引出线及整个变压器的安装方便，这样有利于生产维护，有利于散热。14单片机控制的高压开关电源设计3、铁氧体磁芯材料的结构形式如环形、U形、E形、EI形、EE形以及E形带有圆柱形中心柱和外腿带有螺钉固定位置等大功率铁氧体磁芯。环形磁芯的漏磁小，但绕阻的绕制，尤其是副边大电流绕阻的绕制以及引出线和整个变压器的固定均较麻烦，磁芯的散热也不好，而U形磁芯的漏磁较大，E形磁芯具有圆柱形中心柱的结构，绕阻的绕制更普通电力变压器的绕阻绕制一样方便，而且，在整个绕阻高度耦合良好从而减小了漏感。（二）绕阻计算高频变压器原副边绕阻计算包括按输入输出电压确定匝数，根据功率确定导线截面以及校核空载励磁电流等。1、绕组匝数计算对于进行方波转换的高频变压器，其基本设计公式为式（2.5）：N1=

V1?1084BSef

（2.5）式中N1为变压器原边绕组匝数（T）；V1为施加在该绕组上的电压幅值，这里即为输入整流滤波电压（V）；B为工作磁通密度（GS）；Se为磁芯有效面积（cm2）；f为高频变压器工作频率（Hz）。或者用导通脉冲宽度来计算，如式（2.6）所示：N1=

V1tON2BSe

?102

（2.6）其中tON为半周期内导通脉冲宽度（us）。2、校核励磁电流原边绕组电感量L1可按式（2.7）求得：L1=

?0?rN12Sele

（H）

（2.7）其中?0为真空导磁率，?0=4??10-9H/cm；?r为磁芯材料的相对导磁率，它不是常数，铁氧体的?r约为800-5000，一般可取1500；Se为磁芯有效截面积（cm2）；le为平均磁路长度（cm）。15单片机控制的高压开关电源设计励磁电流的计算公式为式（2.8）：I?=

V1tONl1

（A）

（2.8）其中V1单位为伏（V），tON为秒，l1用亨（H）。式中求出的励磁电流I?是时间t=tON时、即半个周期内脉冲终了时励磁电流的幅值，不宜太大，一般在额定工作电流的10%以下。（三）绕阻的绕制高频变压器绕制时需要特别注意分布参数给予的影响，由于它的绕组匝数不多，同时对波形的要求也不严格，因而，由绕组本身的的分布电容引起问题相应之下不是主要的。如前所述，漏感将会引起关断电压尖峰，虽然可以用RC吸收网络加以抑制，但最根本的办法还是在选择磁芯和绕阻绕制时尽可能的减小漏感。图2.10

绕组形式和磁芯结构示意图图2.10所示的高频变压器原边绕阻的漏感可用式（2.9）表示：Ls1=

1.256KPl1N18

2

h+h23

)

（2.9）其中l1为原副边绕组的平均匝长（cm）；h1为原边绕阻厚度（cm）；h2为副边绕阻厚度（cm）；h∆为原边绕阻间的间距（cm）；b?为原副边绕组的高度（cm）；1610bw?(h∆10bw?(h∆+1单片机控制的高压开关电源设计Kp是与绕组的绕法以及磁芯参数有关的经验系数。显而易见，为了得到低漏感，磁芯和绕组的形状应选择设计成径向厚度较小的长绕组，采用高导磁率、杂散场小的磁芯。但是磁芯形状的选择还需在易于绕制绕组、减小漏感、便于散热以及体积等方面折衷考虑。无论何种磁芯形状都应使原副边绕组尽可能的紧密耦合，这样才能减小漏感。五、高压开关电源主电路设计TUinN1

N2TL494Uout图2.11

开关和倍压整流电路实验上，我们采用的高压电源电路如图2.11所示。采用简单高效的单端电路[9]Uout=

(2n−1)N?Uin(1−?)

（2.10）式中

N——变压器次、初级的匝数比，N=N2:N1n——倍压级数Uin——变压器的初级供电电压δ——占空比，?=

TonToff+Ton

（2.11）因此，在n、N、Uin一定时，调节δ就可得到连续可调的电压。六、本章小结本章介绍了各种开关电源功率电路的优缺点、倍压整流电路和功率开关管的工作方式和原理，以及变压器的参数选择和线圈绕制的基本方法。17，倍压电路为半臂逆对称式（6倍压），在理想的情况下，输出端电压为：，倍压电路为半臂逆对称式（6倍压），在理想的情况下，输出端电压为：单片机控制的高压开关电源设计第三章电路硬件设计电路的硬件部分主要功能是实现对整个高压电源的电压输出和保护，以及输出电压的设定和显示。控制电路以STC89C51单片机为核心，通过对电压的采样和反馈控制震荡模块TL494输出的占空比，达到控制电压输出和保护的目的。一、电源的整体结构和工作原理电源的整体电路结构如图3.1所示：图3.1

高压开关电源的整体结构和工作原理市电经过辅助电源得到连续可调的直流电作为供电电源。由TL494组成的脉冲振荡器产生20kHz的触发脉冲[11]，经限流电阻R1加至场效应管的栅极，当脉冲为高电平时，开关管触发导通，电流从初级线圈的正级经场效应管流向地，电能转化为磁能被储存在变压器中，在变压器的初级线圈产生上正下负的电压，由于整流电路的二极管反向截止，则流经次级线圈的电流为零。当触发脉冲为低电平时，场效应管截止，流经初级线圈的电流为零，电压为上负下正。次级线圈的电压变为上正下负。整流二极管被导通，电流通过二极管对电容充电，变压器的磁能被转化为电能，这样就完成一个周期的变压器的能量转换。电压经变压器并由倍压整流后输出，R3、C1、VD1组成尖峰吸收回路对场效应管进行保护。电容采用高压聚苯乙烯电容器（CBY-30kV、2000PF），二极管采用高反压硅2CGL-25kV。综合考虑其工作频率、倍压电容容量及耐压，取n=7，18单片机控制的高压开关电源设计变压器的升压比为N2:N1=140:1，磁芯为U型中频磁芯。电源的控制是采用单片机控制TL494的占空比来实现的，当由键盘输入电压值之后，单片机系统将用户的输入值转换与实际电压值一一对应，经过运算通过DA输出电压控制TL494的3脚，得到一定占空比的方波，该方波作为驱动开关管的触发脉冲，通过高频变压器和倍压整流输出高压。对输出电压信号的取样，采用在输出端将高压经电阻串联衰减的方式来实现；对电流信号，采用在主回路中串联取样电阻，将负载电流转化为电压信号。取样电压、电流信号经光耦隔离后反馈入单片机。由AD经光耦返回的电压值与输入值进行比较，利用误差进行输出校正。输出电压按照预置步长逐步增加，当AD检测电压或电流返回值大于保护值时，由单片机DA输出高于2.58V的电压给TL494的4脚，使其停止震荡，达到保护的目的。二、TL494简介TL494是美国德州仪器公司最先生产的一种脉宽调制开关电源集成控制器[12]

，它包含了控制开关电源所需的主要功能，可作为单端式、半桥式、全桥式开关电源的控制系统。其主要特点为：1、内置有5V±5%的基准电源2、末级输出的最大电流可达250mA3、有死区时间可调控制端4、可对它的锯齿波振荡器的工作状态执行外同步控制其主要性能为：1、TL494在供电范围7—40V之间能够正常工作，占空比最大可达到二分之一，周期T变化范围在25—100us之间，即频率变范围在10—40kHz之间。且占空比和频率可独立调节，互不影响。2、TL494的周期与调频电阻和电容成正比关系，T=RC/1.1。占空比可由直流电压来调整。3、可实现对电路震荡的控制。TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路[13]，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，其振荡频率如下：f=1.1/RC。输出脉冲的宽度是通过电容C上的正极性锯齿波电压与另外两个控制19单片机控制的高压开关电源设计信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。参见图3.2。图3.2

TL494内部等效电路控制信号由集成电路外部输入[14]，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在0—3.3V之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反馈电压从0.5V变化到3.5V时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V到2V的共模输入范围，这可以从电源的输出电压和电流察觉得到。误差放大器的输出端常处于高电平，它与脉冲宽度调制器的反相输入端进行“或”运算，正是这种电路结构，放大器只需最小的输出即可支配控制回路。当比较器CT放电，一个正脉冲出现在死区比较器的输出端，受脉冲约束的双稳触发器进行计时，同时停止输出管Q1和Q2的工作。若输出控制端连接到参考电压源，那么调制脉冲交替输出至两个输出晶体管，输出频率等于脉冲振荡器的一半。如果工作于单端状态，且最大占空比小于50%时，输出驱动信号分别从晶体管Q1或Q2取得。输出变压器一个反馈绕组及二极管提供反馈电压。在单端工作模式下，当需要更高的驱动电流输出，亦可将Q1和Q2并联使用，这时，需将输出模式控制脚接地以关闭双稳触发器。这种状态下，输出的脉冲频率将等于振荡器的频率。20单片机控制的高压开关电源设计三、TL494应用电路利用TL494的各个管脚外接不同电路，它可以实现以下功能：调压、软启动、稳压和过流保护。1、调压电路TL494的外围电路如图3.3所示，1脚、16脚、2脚、15脚分别为两个误差放大器的同相输入端和反相输入端[15]，如图接法两个误差放大器的输出将始终为负值，这样做的目的是为了封闭两个误差放大器，单片机的控制信号直接由3脚给入。3脚脉宽的改变和3脚输入的电压成正比。这种方式调节的输入信号范围宽，约为1—3.6V，稳态误差小，输出精度高。图3.3

TL494外围电路图2、软启动电路原理如图3.4所示，输出电压软启动的基本原理是脉宽调制器的输出脉宽应能从零开始缓慢地增大到额定输出宽度，同时，从接通交流电网起，到脉宽从零开始上升时为止，这段所谓“等待时间”应能大于软启动的要求，亦即t=t1+t2，其中t1是充电时间常数，t2即为输出电压从零上升到额定值所需的时间。我们利用4脚的死区控制和电容的充电特性来实现输出软启动，由于4脚所加的电压高于3V时，TL494输出方波占空比为零，而电容充电过程的中间段接近线性，在上电瞬间R1上的电压约为5V，之后随着电容的充电R1上的电压逐渐降低，直至设定的死区控制电压为止。21单片机控制的高压开关电源设计图3.4

软启动电路原理图3、稳压和过流保护电路稳压和过流电路原理如图3.5所示，单片机A/D电压采样是高压端反馈的经过电阻R4、R5串联后经电阻R5分压的电压[16]，将其与单片机键入的电压进行比较放大后通过TL494反馈脚(3脚)输出进行控制，进而实现输出电压的稳压。为了能够达到最大在50kV稳压，必须设定通过前级高压反馈在A/D端的电压必须小于或等于5V才能满足条件。高压反馈的分压是通过电阻R4和R5串联，加上电压表表头的内阻实现的。电流采样是通过R6来实现的。反馈信号通过光耦反馈到单片机，已到达对低压端的保护。当反馈信号大于保护的设定值时[17]，单片机给3脚一个信号，使TL494的占空比输出为零，达到保护的目的。图3.5

稳压和过流电路原理图四、单片机系统介绍控制系统以STC89C51单片机为核心[18]，采用MAXIM公司生产的MAX525芯片完成数模转换；通过P0口控制LED显示，P1口用于与4x4键盘接口完成按键22单片机控制的高压开关电源设计识别功能；利用MAXIM公司生产的MAX1247芯片完成模数转换；通过MAX7219实现对八个数码管的控制。仪器操作面板上的键盘与显示部分，由8位数码管，2个LED指示灯以及16个键构成，其中数码管显示键入电压以及实际输出电压，LED指示灯作为过压和过流报警显示，键盘用于输入电压值、步长值，系统硬件原理如图3.6所示。图3.6

硬件原理图1、STC89C51的特性如下[19]：（1）MCS-51微控制器产品系列兼容。（2）片内有4KB可在线重复编程的快闪擦除存储器。（3）储存器可循环写入/擦除10000次。（4）储存数据保存时间为10年。（5）宽工作电压为：VCC可以为2.7-6V。（6）全静态工作：可以从0Hz-16Hz。（7）程序储存器具有3级加密保护。（8）128位内部ROM。（9）32条可编程ROM。（10）两位16位定时/计数器。（11）中断结构。23单片机控制的高压开关电源设计（12）可编程全双工串行通道。（13）空闲状态维持低功耗和掉电状态保存存储内容。2、STC89C51的单片机的基本组成：一个8位的微处理器CPU，片内数据储存器RAM，片内程序储存器ROM，四个8位并行的I/O接口P0-P3，两个或三个T/C，5个中断源的中断系统，一个全双工的UART的串行I/O口，片内振荡器和时钟电路。3、STC89C51单片机引脚图及说明：STC89C51单片机引脚如图3.7所示，其功能说明如下：图3.7

STC89C51单片机引脚图（1）电源引脚VCC和GND。VCC（40脚）：电源：接+5V；GND（20脚）：接地端。（2）时钟电路引脚XTAL1（19脚）和XTAL2(18脚)。（3）控制信号引脚RST（复位信号输入端），PSENE(程序储存允许输出信号端)和EA（外部程序储存器地址允许输入端）。（4）输入/输出端口P0,P1,P2和P3。4、D/A转换电路MAX525介绍：24单片机控制的高压开关电源设计MAX525是4通道模拟电压输出12位串行输入的D/A转换器，含有4个精密输出放大器，芯片为20个引脚，具有特殊的增益结构、感应灵敏度和高输出驱动性能。其他的性能包括：软件关闭、硬件关闭锁，定、低活性重启（所有寄存器和DAC清零）、一个人工应用可编程逻辑输出和一串行数据输出。图3.8

MAX525引脚图MAX525引脚如图3.8所示，其功能说明如下：（1）VDD：+5V电压输入断。（2）AGND、DGND：模拟地和数字地。（3）FBA、FBB、FBC、FBD：DAC的A、B、C、D通道输出放大的负反馈端。（4）OUTA、OUTB、OUTC、OUTD：DAC的A、B、C、D通道输出放大器的电压输出端。（5）REFAB、REFCD：DAC的A、B和C、D通道参考电压输入端。（6）DOUT:串行二进制数据输出端。（7）UPO:用户可编程逻辑输出端。（8）CL：复位端（低电平有效）。（9）CS：片选输入端。（10）DIN：串行二进制数据输入端。（11）SCLK：串行时钟输入端。（12）PDL:掉电闭锁端。25单片机控制的高压开关电源设计5、A/D转换电路MAX1247介绍：MAX1247是美国MAXIM公司推出的一种低功耗、4通道、12位串行模转换芯片。该芯片是一种逐次逼近式模数转换芯片，其内部自带与微处理器的串行接口SPI。同时，它还可以在连续转换模式下对外部4通道模拟输入信号进行顺序转换，且单一电源供电（2.7V～5.25V）。与其他APD转换器相比，MAX1247具有较低的功耗和丰富的片上资源，且内部结构紧凑，集成度高，工作性能好，非常适用于便携式仪表仪器开发。图3.9

MAX1247引脚图MAX1247引脚如图3.9所示，其功能说明如下：（1）VDD（1）：电源端。（2）CH0～CH3（2,3,4,5）：模拟信号输入通道0～3。（3）COM（6）：模拟输入的参考地。（4）SHDN（7）：关闭输入控制端，为低时，将使器件掉电；为高时，将使参考缓冲区放大器处于内部补偿模式；将其浮动，则使参考缓冲区放大器处于外部补偿模式。（5）VREF（8）：参考缓冲区放大器的输入，要使参考缓冲区放大器无效，需将其拉至VDD。（6）REFADJ（9）：参考缓冲放大器的输入端。（7）AGND（10）：模拟地。（8）DGND（11）：数字地。（9）高阻态。26单片机控制的高压开关电源设计（10）SSTRB（13）：转换结束脚，当处于内部时钟模式，且芯片开始转换时，该脚变低，若转换结束，该脚变高；在外部时钟模式下，在MSB开始形成之前，该脚维持一个时钟脉冲的高电平。（11）DIN（14）：串行数据输入，数据在SCLK的上升沿被锁存。（12）CS（15）：片选端。（13）SCLK（16）：串行时钟输入，用来进行串行数据的输入和输出。6、4*4键盘电路介绍：用STC89C51的并行口P0接4*4矩阵键盘，以P0.0-P0.3作输入线，以P0.4-P0.7作输出线：在数码管上显示每个按键的“0-F”序号。对应的按键的序号排列如图3.10所示：图3.10

按键盘序号排列图行列式的键盘即矩阵式键盘[20]，它由行和列组成，在每个行列的交叉点上放置一个按键，这样4*4行列式键盘共需要16个键盘组成；AD0～AD7分别接排阻和单片机的P0.0～P0.7。当按其中一个键时，单片机就将按下的键值读入缓冲区，并且通过数码管显示出按下的那个键值。五、单片机系统设计时应注意的问题在设计电源的时候要充分考虑控制系统的抗干扰性，由于数字系统防干扰的能力较弱，所以在设计电源时要充分减少电源对控制端的影响。切断干扰途径要注意以下几个问题：27单片机控制的高压开关电源设计1、充分考虑电源对单片机的影响，电源做得好整个电路的抗干扰就解决了一半，许多单片机对电源噪声很敏感，要给单片机电源加滤波电路或稳压器，以减少电源，噪声对单片机的干扰。2、注意晶振布线，晶振与单片机引脚尽量靠近，用地线把时钟区隔离起来，晶振外壳接地并固定。3、电路板合理分区，尽可能把干扰源与单片机远离。4、地线把数字与模拟区隔离，数字地与模拟地要分离，最后接于电源地，A/D，D/A芯片布线也以此为原则。5、单片机和大功率器件的地线要单独接地，以减少相互干扰，大功率器件可能放在电路板的边缘。六、本章小结本章主要介绍了高压电源系统的硬件结构，阐述了电源的主要工作原理。并对脉宽调制芯片TL494和单片机的硬件系统的特点和功能进行了说明。28单片机控制的高压开关电源设计第四章控制系统设计电源的数字化控制是今后电源的发展趋势，控制算法的软件化为电源系统的控制策略的选择与复用提供了方便。现在比较常用的有很多种控制方案，如PID控制、重复控制、状态反馈控制、无差拍控制和智能控制等等。我们采用的是PID控制技术。本系统采用的单片机芯片STC89C51支持两种语言编程，一种是汇编语言，一种是C语言。考虑到逆变系统的实时性要求，本系统采用C语言进行软件设计。一、系统软件的任务以STC89C51为核心组成了电源系统的控制电路[21]，它对控制电路各环节的工作进行整合，而且需要对电压、电流、脉宽等数据进行处理和计算。这些任务包括：1、系统初始化：各个模块的初始化，给重复控制器设定起始运行参数，各误差项的清零，设置软件定时中断。2、实时采样输出的电压值，通过函数的运算得到运算量。3、根据实时的电流电压等值，经过运算更新显示值。4、PID控制算法得到的控制量，得到相应的控制PWM脉宽输出。5、如果有故障发生，立即启动软件程序进行保护。上面说明了系统软件需要完成的任务，这些任务对于单片机来数无疑是很大的，而电源的控制对控制速度要求是很高的，系统的控制量的变化是很快的，这就要求系统的采样周期应该尽可能短，以便对被控制量进行及时的控制。因此在设计和编制系统软件时，应该对各个软件的模块结构和相互间的时序进行有效配合，以满足系统的实时性的要求。二、系统软件的设计流程图软件系统分为各个模块的子程序[22]。LED显示子程序：输入和输出电压显示；输出控制子程序：检测和调整输出值；过压和过流保护子程序。先初始化89C51、MAX525、MAX7219芯片各端口[23]，开中断响应键盘输入，LED显示和D/A和A/D转换，进行数据处理。若有过压或过流情况发生，启动过压和过流保护子程序[24]，软件流程如图4.1所示。29单片机控制的高压开关电源设计开始输出电压及步长值给定PID调节

输出显示

输入显示NOD/A输出TL494

报警YES显示

过压过流判断高压发生电路

图4.1

软件流程图

A/D采样三、PID算法比例，积分，微分的线性组合，构成控制量u(t)，称为：比例(Proportional)、积分(Integrating)、微分(Differentiation)控制，简称PID控制。PID控制算法是应用最为广泛、最为成熟的一种控制技术，已经在模拟控制逆变电源系统中得到了很好的应用。然而，由于采样和计算延迟等因素的影响，数字PID控制直接应用到电源控制系统中，存在稳定性差以及动态响应不够快等缺点。PID控制器是一种线性控制器。算法蕴含了动态控制过程中过去、现在和将来的主要信息。其中，比例（P）代表了当前的信息[25]，起校正动态偏差的作用，使过程反应迅速。积分（I）代表了过去积累的信息，它能消除静差，改善系统的静态特性。微分（D）在信号变化时有超前控制作用，代表了将来的信息，反映了误差变化率，在过程开始时强迫过程加速进行，过程结束时减小超调，克服振荡，提高系统的稳定性，加快系统的过渡过程。（一）控制器公式在实际应用中，可以根据受控对象的特性和控制的性能要求，灵活地采用不同的控制组合，构成比例(P)控制器：u(t)=Kpe(t)

30

（4.1）单片机控制的高压开关电源设计比例+积分(PI)控制器：u(t)=Kp[e(t)+

1TI

t∫0e(?)d?]

（4.2）比例+积分+微分(PID)控制器：u(t)=Kp[e(t)+

1TI

t∫0

e(?)d?+Td

de(t)dt

]

（4.3）式中Kp-比例放大系数；KI-积分时间；Td-微分时间。或：

tu(t)=Kpe(t)+KI∫e(?)d?+Kd0

de(t)dt

（4.4）式中Kp-比例放大系数；KI-积分时间；Kd-微分系数。我们采用的是比例+积分+微分(PID)控制器。（二）参数整定PID控制器的参数整定是控制系统设计的核心内容。它是根据被控过程的特性确定PID控制器的比例系数、积分时间和微分时间的大小[26]。PID控制器参数整定的方法很多，概括起来有两大类：一是理论计算整定法。它主要是依据系统的数学模型，经过理论计算确定控制器参数。这种方法所得到的计算数据未必可以直接用，还必须通过工程实际进行调整和修改。二是工程整定方法，它主要依赖工程经验，直接在控制系统的试验中进行，且方法简单、易于掌握，在工程实际中被广泛采用。PID控制器参数的工程整定方法，主要有临界比例法、反应曲线法和衰减法。三种方法各有其特点，其共同点都是通过试验，然后按照工程经验公式对控制器参数进行整定。但无论采用哪一种方法所得到的控制器参数，都需要在实际运行中进行最后调整与完善。现在一般采用的是临界比例法。利用该方法进行PID控制器参数的整定步骤如下：1、首先预选择一个足够短的采样周期让系统工作；31单片机控制的高压开关电源设计2、仅加入比例控制环节，直到系统对输入的阶跃响应出现临界振荡，记下这时的比例放大系数和临界振荡周期；3、在一定的控制度下通过公式计算得到PID控制器的参数。（三）程序实现流程图如图4.2所示[27]：图4.2

程序流程图四、本章小结本章介绍了系统软件设计和实现方案。文中给出了系统软件总体思路、各软件模块流程图，并分析了PID算法。32单片机控制的高压开关电源设计第五章试验调试与分析对系统进行调试，并对实验结果进行分析，以便验证电源设计的合理性。我们对系统进行了程序测试和开闭环的测试，并分析了电源的电流与电压输出关系。一、程序测试首先对系统的软件程序进行检查，对其进行静态测试和动态测试。静态测试是指对程序的语法规则和逻辑结构进行检查，在确定其无误后，对其进行动态测试。假设几个模拟数据去试运行，经过串口调试后把输出结果与手工处理的正确结果相比较。如有差异，就表明计算机的程序存在有逻辑错误，返回改正。如果无误，通过Keil软件将程序输入单片机。二、开环测试系统的开环测试的方式是断开单片机的采样线，直接由低压直流电源向单片机的采样端供电，通过改变对采样端的供电来改变电源的电压输出，计算输出值与低压供电值的关系来观察电源是否运行良好。开环测试的目的是为了检查软件的程序运行是否良好以及电路的正确性。测试TL494的触发脉冲和开关管漏极电压波形如图5.1所示[28]：Ub

UC（a）

t

（b）

t图5.1

TL494的触发脉冲和开关管漏极电压波形(a)触发脉冲

（b）漏极电压波形由TL494的输出波形知道它的振荡频率为20kHz，且占空比可调。在系统的供电瞬间我们观察到TL494的脉宽是逐渐变化的，验证了软启动的设计。二、闭环测试系统的闭环测试主要是为了测试系统的反馈调节部分。对系统的可调性、稳压性进行检查。检测方法为：记录下键盘的输入值、显示值，并用电压表测量出采样电阻两端的实际电压。表5.1是键盘输入值、显示值、电源实际输出值的关33单片机控制的高压开关电源设计系：表5.1

键盘输入值、显示值、电源实际输出值的关系键盘输入值(kV)

显示值(kV)

输出值(kV)12345

615203240

5.95~6.0414.89~15.0318.98~20.0631.89~32.0839.95~40.09

5.83~6.0114.86~14.9818.87~20.0231.87~31.9939.93~40.05由表5.1我们可以看出，键盘输入值与电压实际输出值差别不大，电压稳定性为0.1%，证明电源的控制系统达到要求，可以实现预期的功能。三、性能测试测量电阻由12支100MΩ的高压电阻串联而成，负载电阻由6支100MΩ的高压电阻串联而成。对电流与电压输出关系进行了测试和分析。测量电阻为120MΩ下的电压和电流的输出特性见表5.2和图5.2：表5.2

测量结果输入电压（V）输入电流(A)

输出电压(KV)

输出电流(?A)

效率（%）123456

132128.53541.548

0.1330.2130.2990.3750.4510.528

243648607284

56.2587120150180210

78.17067.568.67069.634单片机控制的高压开关电源设计图5.2电压纹波系数由式2.4得：

输出特性S=

3

3?(3+1)

=0.03%

（5.1）由正常负载下的电压和电流的关系可知，电源实现了连续可调；输出电流0~3mA；稳定性0.1%；波纹系数<0.1%；效率>65%等要求。四、本章小结本节给出的实验波形与数据进一步证明了电源设计的正确性，单片机的控制、稳压和保护功能运行良好稳定。本文设计的单片机控制的高压开关电源具有通用性强、输出范围宽、稳压精度高、控制性能优良等特点，具有较好的实际开发意义。354?204?20?10?2000?10−12?250?106单片机控制的高压开关电源设计第六章辅助电源介绍高压电源在工作时需要一种大范围可调的低压电源。我们采用可控硅调压原理。由市网直接供电，经整流输出获得了连续调节范围近200V的低压电源。一、电路原理图6.1

辅助电源电路原理图电路原理如图6.1所示。该电路可分为两部分，一部分为供电电路，另一部分为控制电路。供电电路由滤波、整流、过零取样、浪涌保护及可控硅元件组成。控制部分主要是由NE555组成的单稳电路[29]。它给可控硅提供一个相位可调的控制脉冲信号，通过改变可控硅控制极脉冲信号的相位，调节可控硅的导通角从而调节了输出电压的大小。二、干扰脉冲抑制在电路调试中我们发现市网电压中常有些浪涌干扰脉冲出现，为了使电源能安全可靠地工作，我们采用了瞬变电压抑制器—TVP（TRANSIENTVOLTAGESUPPERSSOR）作为保护器件[30]。它的外形及电路符号和普通二极管无异，但却能“吸收”高达数千瓦的浪涌功率。该器件的主要特点是：在反向应用条件下，当承受一个高能量的瞬时大脉冲时，其工作阻抗立即降至很低的导通值，允许大电流通过，同时把电压箝制在预定