连续模式平均电流控制PFC电路设计计算书-IR1153S

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文档简介

连续模式平均电流控制PFC电路设计计算书,,,,,

,,,,,,

一、,输入输出电气参数,,,,

,输入最低输入工作电压Vin_min_rms=,176,VAC,由于其他电压会限流工作，暂不考虑,

,输入额定输入工作电压Vin_nor_rms=,220,VAC,,

,输入最高输入工作电压Vin_max_rms=,265,VAC,,

,PFC输出电压Vo=,380,V,,

,空调输出功率Po_1=,1.5,PH,,

,计算空调最大输出功率Po_2=735.5*Po_1,1103.25,W,1PH=735.5W,

,输出过载能力n_a=,1.671,,将输入功率调整到2KW,

,逆变效率η_invt=,95%,,,

,PFC输出功率Pout=Po_2*n_a/η_invt,1940.558684,W,,

,PFC设计效率η_pre=,97%,,,

,PFC设计功率因数PF_pre=,100.00%,,,

,输入电压工作频率最小值fp_min=,47,Hz,,

,输入电压工作频率额定值fp_nor=,50,Hz,,

,输入电压工作频率最大值fp_max=,53,Hz,,

,断电保持时间Thold=,5,mS,变频空调不要求，所以取值较小,

,PI的大小,3.1415926,,,

,,,,,,

二、,由输入输出参数计算其他已知参数,,,这部分不能手动更改,

,计算输入有功功率Pin=Pout/η_pre=,2000.575963,W,,

,计算输入视在功率Pin_s=Pin/PF_pre=,2000.575963,VA,,

,计算最低输入工作电压下的峰值电压Vin_min_pk=SQRT(2)*Vin_min_rms=,248.901587,V,,

,计算额定输入工作电压下的峰值电压Vin_nor_pk=SQRT(2)*Vin_nor_rms=,311.1269837,V,,

,计算最高输入工作电压下的峰值电压Vin_max_pk=SQRT(2)*Vin_max_rms=,374.766594,V,,

,计算最低输入工作电压下的电流有效值Iin_max_rms=Pin_s/Vin_min_rms=,11.36690888,A,该电流已经接近电感承受电流的极限12A，电感为1205,

,计算额定输入工作电压下的电流有效值Iin_nor_rms=Pin_s/Vin_nor_rms=,9.093527105,A,,

,计算最高输入工作电压下的电流有效值Iin_min_rms=Pin_s/Vin_max_rms=,7.549343257,A,,

,计算最低输入工作电压下的峰值电流Iin_max_pk=SQRT(2)*Iin_max_rms=,16.0752367,A,MOS管按照此电流选择，跟低的输入电压会限制电流,

,计算额定输入工作电压下的峰值电流Iin_nor_pk=SQRT(2)*Iin_nor_rms=,12.86018936,A,,

,计算最高输入工作电压下的峰值电流Iin_min_pk=SQRT(2)*Iin_min_rms=,10.67638362,A,,

,计算最低输入工作电压下的平均电流Iin_max_avg=2/3.1415926*SQRT(2)*Iin_max_rms=,10.2338137,A,,

,计算额定输入工作电压下的平均电流Iin_nor_avg=2/3.1415926*SQRT(2)*Iin_nor_rms=,8.187050964,A,,

,计算最高输入工作电压下的平均电流Iin_min_avg=2/3.1415926*SQRT(2)*Iin_min_rms=,6.796797026,A,,

,计算输出电流Io=Pout/Vo=,5.10673338,A,,

,计算输出电压最小周期Tp_min=1/fp_max=,18.86792453,mS,,

,计算输出电压额定周期Tp_nor=1/fp_nor=,20,mS,,

,计算输出电压最大周期Tp_max==1/fp_min=,21.27659574,mS,,

,计算连续模式下最低输入电压峰值时占空比D_vin_min_pk=(Vo-Vin_min_pk)/Vo=,34.50%,,,

,计算连续模式下额定输入电压峰值时占空比D_vin_nor_pk=(Vo-Vin_nor_pk)/Vo=,18.12%,,,

,计算连续模式下最高输入电压峰值时占空比D_vin_max_pk=(Vo-Vin_max_pk)/Vo=,1.38%,,,

,,,,,,

三、,选择PFC开关频率,,,,

,选择PFC开关频率fs=,22.2,KHz,由我们使用的芯片IRF1153确定,

,计算PFC开关周期Ts=1/fs=,45.04504505,uS,,

,,,,,,

四、,PFC电感设计,,,,

,选择纹波电流系数r_pre=,0.4,,由于电流分量对占空比影响很小，可近似认为单开关周期内IL变化和=0，连续模式满足D=(Vo-Vin)/Vo，于是△IL=Vin/L*(Vo-Vin)/Vo*Ts，当Vin=Vo/2时△IL取得最大值,

,只考虑输入峰值电压下的△IL，则在最小输入电压峰值时取得最大△IL,,,,

,于是计算需要的最小电感量Lmin_pre=Vin_min_pk/(r_pre*Iin_max_pk)*D_vin_min_pk*Ts=,0.601549211,mH,,

,由于开关频率不高，从成本角度考虑选用硅钢片做电感，但硅钢片的高频磁芯损耗很大，需要减小高频△B，所已需要选择更大电感量的电感来减小高频损耗。目前没有硅钢片的资料，但鉴于公司有以前的研发经验及测试数据，选用电感的电感量L=,5,mH,电感有效电流为12A,1205

,,,,,,

五、,选择整流桥,,,,

,计算整流桥的最大平均电流Ibrg_max_avg=Iin_max_avg=,10.2338137,A,,

,整流桥电流降额为0.6，选择整流桥的最小平均电流Ibrg_min_sel=,17.05635617,A,,

,整流桥最大耐压为输入最大电压的峰值电压,374.766594,V,,

,选择直流耐压600V，电流大于20A的二极管满足设计要求,,,,

,"实际选择二极管为SHINDENGEN的D25XB60，其反向耐压为600VDC,平均电流为25A",,,具有很强的过电流能力,

,二极管正向导通电压VF_brg=,1.05,V,查表获得正向压降,

,计算整流桥的损耗Pbrg=2*VF_brg*Ibrg_max_avg=,21.49100878,W,2个二极管同时导通，4个交替工作,与查表的损耗比较一致

,,,,,,

六、,选择主开关管,,,这部分设计需要继续深入,

,主开关管的峰值电流Itr_pk=Iin_max_pk=,16.0752367,A,电感量很大，可不考虑纹波电流影响,

,主开关管耐压为输出电压但考虑电路尖峰电压的影响，耐压选择为600V,,,,

,"选择主开关管为意法(st)半导体的STGW20NC60VD，其反向耐压为600V,电流为30A，关断SOA中500V的VCE能到20A以上电流",,,,

,查表计算IGBT的固定导通压降VCE=,1,V,"IGBT导通等效为固定的VCE+Rce_ON,驱动取14V",

,查表计算IGBT的Rce_ON=,57.6,mΩ,取5A到15A的曲线，该估算会比实际高,

,查表得IGBT开通损耗Eon,220,uJ,Vce=390V，IC=20A，Rg=3.3Ω,

,查表得IGBT关断损耗Eoff,330,uJ,Vce=390V，IC=20A，Rg=3.3Ω,

,最低输入电压下计算IGBT管电流有效值Iigbt_rms_max=,7.574278793,A,,

,最低输入电压下计算IGBT管电流平均值Iigbt_avg_max=,4.969140118,A,,

,最低输入电压下计算IGBT管导通损耗Pigbt_con_max=,8.273634794,w,VCE*平均电流+Rce_ON*有效电流平方,

,最低输入电压下计算IGBT开关损耗Pigbt_sw_max=,12.21,w,,

,最低输入电压下计算IGBT总损耗Pigbt=,20.48363479,W,,

,主开关管热阻Rjc_IGBT,0.63,℃/W,,

,计算IGBT结到壳的温升Tjc,12.90468992,℃,,

,查表得绝缘片及导热硅脂的热阻Rcr,0.3,℃/W,壳到散热器的热阻,

,计算壳到散热器的温升Tcr=,6.145090438,℃,,

,计算IGBT结到散热器的温升Tjr,19.04978036,℃,能根据散热器的温度判断IGBT的温度是否满足设计要求,

,,,,,,

七、,选择续流二极管,,,,

,续流二极管的最大电流Id_pk=Iin_max_pk=,16.0752367,A,,

,续流二极管的反向耐压为输出电压，但考虑电路尖峰电压的影响，耐压选择为600V,,,,

,"选择续流二极管为ST公司的STTH30R06，其反向耐压为600V,电流为30A",,,,

,查表计算二极管的导通电压VF0=,0.75,V,按照Tj=125℃的最大值查表，实际损耗比该值高,

,查表计算二极管的导通等效电阻RakON=,75,mΩ,,

,最低输入电压下二极管电流有效值Idiode_rms_max=,8.475666244,A,,

,最低输入电压下二极管电流平均值Idiode_avg_max=,5.264673587,A,,

,计算二极管导通损耗Pdiode_con_max=,9.336274061,W,VF0*平均电流+Rak_ON*有效电流平方,

,查表计算二极管反向恢复时间Trr_diode=,50,nS,,

,查表计算二极管反向恢复电流Irr_diode=,12,A,,

,计算二极管反向恢复损耗Pdiode_rr=,2.5308,W,,

,计算二极管总损耗Pdiode=,11.86707406,W,,

,二极管结到壳的热阻Rjc_d=,1,℃/W,,

,计算二极管结到壳的温升Tjc_diode=,11.86707406,℃,,

,查表得绝缘片及导热硅脂的热阻Rcr_doide,0.3,℃/W,,

,计算壳到散热器的温升Tcr_diode=,3.560122218,℃,,

,计算IGBT结到散热器的温升Tjr_diode,15.42719628,℃,能根据散热器的温度判断IGBT的温度是否满足设计要求,

,,,,,,

八、,选择输出电容,,,根据掉电保持及纹波电压来选择,

,选择掉电保护的最低电压Vo_min=,275,V,,

,计算满足掉电维持时间的最小电容Co_hold_min,282.1604775,uF,,

,选择母线纹波电压峰峰值△Vo_pre=,30,V,,

,不考虑电感的存储能量，计算需要的最小电容Co_△Vo_min=Pin/(2*3.1415926*fp_min*△Vo_pre*Vo)=,594.2544961,uF,,

,电容容差系数c_k=,20.00%,,,

,需要的母线电容最小值Co_min=,742.8181201,uF,,

,输出电容的耐压为输出电压，但考虑到输出可能过压的情况选择2个NCC的450V/470uF电容EKMR451VSN471MA35S并联,,,,

,输出电容实际容量Co=,940,uF,,

,计算实际输出峰峰值纹波电压△Vo=,18.96556902,V,,18.97148075

,假设输出纹波电压为正弦波，则计算电容的纹波电流有效值Ico_rms=△Vo*3.1415926*fp_min*Co=,2.632336794,A,纯正弦电流，实际值肯定比该值大,3.8

,根据理论波形计算母线电容纹波电流有效值Ic_rms_fw=SQRT(Idiode_rms_max^2-Io^2)=,6.764480207,A,按照开关频率严格求电流有效值，电容的电流能力也应该按照高频来查看,5.358

,"根据理论波形计算母线电容纹波电流有效值Ic_rms_2fac

=SQRT(3/8*(Iin_max_pk*Vin_min_pk/Vo)^2-Iin_max_pk*Vin_min_pk/Vo*Idiode_avg_max+Idiode_avg_max^2)=",3.722686394,,对单开关周期平均后求有效值，该值和工频比较接近但大于工频,3.8

,输出电容的tanδ=,0.2,,,

,计算输出电容的ESR=tanδ/(2*3.1415926*fp_min*Co)=,0.360242068,Ω,直接用总电容量计算可表示并联后的ESR，该处使用两倍输入频率,

,计算电容的损耗Pco=,2.496188258,W,,

,按照波形就算的有效值来计算损耗Pco_2fac=,4.992376515,W,,

,按照波形就算的有效值来计算损耗Pco_fw=,8.291346461,W,等效高频阻抗后计算损耗,

,所选电容电容在105度及额定纹波电流下可使用2000小时，而使用的环境温度不超过85度，电容温度每减小5度，寿命加倍，则电容的实际寿命可达,32000,h,,

,假设空调每天工作10小时，电容可以使用,8.767123288,年,满足设计要求,

,,,,,,

九、,控制电路设计,,,,

,1、选择控制芯片IR1153S,,,,

,2、设计芯片的断电保护,,,,

,选择启动电压Vin_on_rms=,120,VAC,,

,选择掉电关闭电压Vin_off_rms=,100,VAC,,

,计算启动电压的峰值电压Vin_on_pk=,169.7056275,V,,

,计算关闭电压的有效值Vin_off_avg=,90.03163315,V,,

,启动时BOP引脚电压Vbop_on=,1.56,V,,

,关闭时BOP引脚电压Vbop_off=,0.76,V,,

,根据推荐选择Rbop_up=,6000,KΩ,,

,根据启动电压的峰值电压计算Rbop_low=Vbop_on/((Vin_on_pk-Vbop_on)/Rbop_up)=,55.66603271,KΩ,实际PFC工作前可能已经带载，启动电压会偏高,

,计算Rbop_up损耗P_Rbop_up=Vin_max_pk^2/Rbop_up=,0.023408333,W,,

,计算Rbop_low损耗P_Rbop_low(Vin_max_pk/(Rbop_up+Rbop_low)*Rbop_low)^2/Rbop_low=,0.0002132,W,,

,由于损耗很小，可以选用0402以上封装的电阻，但考虑到到0603及以下封装的极限耐压都小于50V，而Rbop_up需要耐压为375V，故Rbop_up需要选用3个0805以上的封装的电阻，实际选用3个2M/1206的电阻,,,,

,"Rbop_low应该选用56K/0603或0805的电阻，实际原理图中选择了100K，实际启动电压为67VAC,即使考虑整流桥及前端电路的压降，启动电压也太小，需要更改",,,,需要更改电路中的R69为56K

,计算关闭时BOP引脚的平均电压Vbop_off_avg=Vin_off_avg/(Rbop_up+Rbop_low)*Rbop_low=,0.827605718,V,平均电压一定要小于1.16，否则会来回启动,

,计算关闭时BOP引脚的电压波动△Vbop_off=2*(Vbop_off_avg-Vbop_off)=,0.135211436,V,,

,计算整流后电压的角频率ω=2*2*3.1415926*fp_nor=,628.31852,,,

,按照芯片推荐公式计算SQRT(1+ω/ω0)=SQRT(2)*Vin_off_rms*Rbop_low/(△Vbop_off*(Rbop_up+Rbop_low))=,9.614571331,,,

,计算Cbop_pre=(Rbop_up+Rbop_low)/(Rbop_up*Rbop_low)*SQRT(C98^2+1)/ω=,278.9375018,nF,,

,选择Cbop=,330,nF,,需要更改电路中的C64为333

,实际关断电压会小于设计电压，满足要求,,,,

,3、计算输出采样电路,,,,

,反馈电压VFB_nor=,5,V,,

,选择Rvs_up=,880,KΩ,,

,计算Rvs_low_pre=VFB_nor/((Vo-VFB_nor)/Rvs_up)=,11.73333333,KΩ,,

,选择Rvs_low=,12,KΩ,,

,计算实际输出电压Vo_fack=VFB_nor/Rvs_low*(Rvs_up+Rvs_low)=,371.6666667,V,,

,计算采样电阻Rvs_up损耗Prvs_up=(Vo_fack-VFB_nor)^2/Rvs_up=,0.152777778,W,,

,计算采样电阻Rvs_low损耗Prvs_low=,0.002083333,W,,

,Rvs_up选用4个1206封装电阻，Rvs_low选择0603封装电阻，满足设计要求,,,,

,4、计算过压保护,,,,

,选择过压保护点Vovp_pre=,393.9666667,V,,

,过压保护比较器基准电压Vovp_ref=,5.3,V,,

,选择过压保护采样电阻Rovp_up=,880,KΩ,,

,计算过压保护采样电阻Rovp_low_pre=Vovp_ref/((Vovp_pre-Vovp_ref)/Rovp_up)=,12,KΩ,,

,选择过压保护采样电阻Rovp_low=,12,KΩ,,

,计算实际过压保护电压=Vovp=Vovp_ref/Rovp_low*(Rovp_low+Rovp_up)=,393.9666667,V,,

,计算Rovp_up损耗Provp_up=,0.171661111,W,,

,计算Rovp_low损耗Provp_low=(Vovp_ref)^2/Rovp_low=,0.002340833,W,,

,Rovp_up选用4个1206封装电阻，Rovp_low选择0603封装电阻，满足设计要求,,,,

,5、计算过流保护,,,需要仔细分析环路造成的限流保护,

,先计算芯片的软限流保护（控制环路造成的限占空比）,,,,

,开环下COMP最低电压Vcomp_free_min=,4.7,V,,

,由芯片的特性知，当输入电压小于175VAC后，环路的限流保护将比峰值限流先发生,,,芯片不适合做低于175VAC下的应用,

,芯片峰值限流点电压Vis_max,0.51,V,,

,考虑过电流系数ki,0.2,,,

,计算过流时的电流Iocp_pk=Iin_max_pk*(1+ki)=,19.29028404,A,,

,计算能提供此功率需要的最大采样电阻Ris_max=Vis_max/Iocp_pk=,26.43817991,mΩ,,

,功率器件中允许的最大电流的最小值为Ipower_max_min=,30,A,查器件资料，注意电感的饱和电流,

,计算过流保护前功率器件不过流损耗需要的最小采样电阻Ris_min=Vis_max/Ipower_max_min=,17,mΩ,,

,选择采样电阻Ris=,20,mΩ,正常,需要更改电路中的R18为20mΩ

,计算过流前的最大输入电流有效值Iocp_rms=Vis_max/Ris/SQRT(2)=,18.03122292,A,,

,计算额定电压下过流时的功率Povp_nor=Vin_nor_rms*Iocp_rms=,3966.869042,W,,

,计算采样电阻额工作时的损耗Pris=,1.653844704,W,由于电阻温度可能比较高，电阻需要抬高,

,采样电阻选择5W/20mΩ电阻满足要求,,,,

,根据推荐选择采样电路滤波电阻Ris_f=,100,Ω,,

,根据推荐选择采样电路滤波电容Cis_f=,1,nF,,

,6、计算环路补偿,,,该部分以调试为准,

,选择软启动时间Tss=,300,mS,启动时的电流软启动,

,芯片COMP引脚输出电流Iss=,44,uA,,

,计算环路中的电容Cz_pre=Tss*Iss/Vcomp_free_min=,2.808510638,uF,,

,选择软启动电容Cz=,2.2,uF,,

,计算实际软启动时间Tss_fact=Cz*Vcomp_free_min/Iss=,235,mS,,

,设置COMP在稳态调节中的允许变化量△Vcomp=,23.5,mV,一般取0.5%~1%Vcomp_free电压,

,计算采样电路的放大系数H_1=Rvs_low/(Rvs_low+Rvs_up)=,0.013452915,,,

,计算输出电压纹波折合到FB处的纹波△Vfb=△Vo*H_1=,255.1421842,mV,,

,计算误差放大器需要的放大倍数H_2_pre=△Vcomp/△Vfb=,0.092105506,,,

,误差放大器的跨导gm=,49,uS,,

,计算环路中的的电阻Rgm_pre=,1.714931877,KΩ,,

,选择环路中的电阻Rgm=,1.5,KΩ,,需要更改电路中的R21为1.5kΩ

,选择高频极点fpo_fre=,3.171428571,KHz,一般取1/1~1/10开关频率,

,计算环路中电容Cp_pre=1/(2*3.1415926*Rgm*fpo_fre)=,33.45599461,nF,,

,选择环路中的电容Cp=,33,nF,,需要更改电路中的C51为33nF

,需要画环路的bode图，并计算穿越频率和相角余量,,,,

,,,,,,

,7、选择供电电压,,,,

,"由于芯片的VCC具备欠压保护功能，最大VCC_on=14V，最小VCC_off=9.4,选择VCC=15V",,,,

,VCC滤波选择47uF/25V铝电解,,,25V/1uF或0.1uF的陶瓷可能更好,

,8、驱动电路设计,,,,

,由于工作频率不高，根据公司以往经验驱动电阻选用100Ω，放电电阻选用20Ω,,,,

,,,,,,

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