智能行李箱运动控制研究

2智能行李箱运动控制研究智能行李箱运动控制研究2StudyonMovementControlofIntelligentSuitcase智能跟随系统是基于UWB、红外传感器和PID控制原理的定位系统超宽带是一种定位系统，UWB是一种采用脉冲方法进行信息传递的通信技术。它的额定通信频率在3.1GHz至10.6GHz之间。根据超宽带原理设计的定位、测距系统大体由三部分组成，分别是供电系统，基站和信号源。在具体的定位过程中，信号由信号发射源发出，由基站接收后，再发送数据致标签，对传输距离进行的测量，确定数据后上传到控制中心，最终确定发生信号位置至接受信号位置距离。控制器通过数字PID控制器运算最终实现对电机的控制，PID控制是目前应用范围最广泛的控制策略。动力部分采用无刷电机，无刷电机有以下优势：1、静音：这是现在以及未来的发展方向，每一种工具都必须降低噪音来保护环境，尤其是在医院、银行、机场、学校等地方使用时。2、无火花：因为无刷电机没有机械式换向器，所以就避免了换向所形成的火花，这就使得无刷电机可以应用于一些易燃易爆的危险场合。3、寿命长：因为它用电子换向机构代替了换向器和碳刷。碳刷的寿命是有限的，可能连续运行一千个小时碳刷就会磨损殆尽，造成系统的停机只能更换电刷或者更换电机。而无刷电机则就没有这些损耗，使得系统更加可靠。4、速度快：因为采用了磁场感应没有实质的接触速度度可以做的更快。系统应满足以下要求：（1）获取使用者所携带设备的精确位置；（2）根据使用者的位置确定自动跟踪的路径轨迹；（3）驱动左右两侧电机按照目标转速转动，完成直行、转向等操作，实现跟踪功能；（4）检测自动跟踪时前方环境是否存在障碍物，并完成有效的避障动作。（5）通过智能旅行箱上的开关，决定是否开启自动跟踪功能。为了满足不同使用者的使用需要，使旅行箱更加的智能化、便捷化与人性化，系统除了实现系统基本的跟踪功能之外，还将添加如下的附加功能方案：1.智能旅行箱可以对外扩展OLED屏幕，实现人机交互；2.完成手机与智能旅行箱端到端的连接，手机通过无线设备接入智能旅行箱，下发各种控制命令满足不同的需要，并接收智能旅行箱上传的实时数据，对智能旅行箱进行实时动态的监控；3.在必要时可以通过USB接口对手机进行充电；4.当智能旅行箱与使用者超出一定的范围界限或者智能旅行箱出现异常时，需自动对外发出警报。为了实现上述功能，采用模块化的设计，分为主控制器模块、电源模块、测距模块、无线通信模块、电机驱动模块等，此外系统整体的实时性、可靠性都有所提高，并且功耗降低，体积也满足了设计需求。智能旅行箱自动跟踪系统结构如图2-1所示，图中的箭头代表了各个控制信号或数据传输的方向，各个模块均搭载于旅行箱上。电源模块为主控制器和电机供电，并为引出USB接口为手机提供充电服务；跟踪系统运行时，测距模块将会采集使用者手持设备的数据，获取使用者与智能旅行箱之间的距离与位置信息，并将信息传送至主控制器中；主控制器根据使用者的距离位置确定自动跟踪的路径轨迹，并使用算法解析为具体的控制左右电机转速数值，驱动电机运行，同时，主控制器通过检测到的电机转速信息，可对旅行箱自主运行的速度进行分析得到位姿信息，完成闭环系统的搭建；避障模块负责检测智能旅行箱运行过程中的前方环境中的障碍物，规划路径进行躲避。除了核心的自动跟踪功能外，系统还集成了附加功能模块，包括无线通信模块、显示模块、报警模块、充电模块等。图2-1智能旅行箱自动跟踪系统结构图Figure2-1Intelligentsuitcaseautomatictrackingsystemstructure2.1直流无刷电机的原理（PrincipleofBrushlessDCMotor）2.1.1直流无刷电机结构直流无刷电机(BrushlessDCMotor,BLDC)是高科技领域中应用最广泛的电机之一[30]，其不仅具有效率高、无励磁损耗、调速性能好等特点，而且结构简单、运行可靠。综合考虑旅行箱运载行李和人时需要较大的转矩作为运动控制的支撑,以及对高速精度的要求和成本因素，所以本课题将使用直流电刷电机作为行李箱的动力来源。直流无刷电机基本结构原理框图如图2-2所示，其主要结构由电机本体、霍尔传感器和电子换相开关电路三部分组成。其中，外部控制电路通过读取位置传感器的信号，按照一定顺序给电机电枢一定的触发脉冲。位置传感器是无刷电机的关键部件，是测量转子位置的装置，大多采用的是霍尔传感器。图2-2BLDC运行原理图Figure2-2BLDCBlockDiagram无刷直流电机的转子一般由永磁体组成；定子由电枢绕组组成，通电后，其电枢绕组可以产生电枢磁场。直流电机在运行过程中由换向器和碳刷进行机械换向，两个磁场的方向一直相互垂直，从而产生转矩，驱动电机连续运转。直流无刷电机的机械结构与传统意义上的直流电机不同，为了实现无刷换相，直流无刷电机将电枢绕组置于定子上，永磁磁体放置于转子上。然而，外加电动势只能为定子的每个绕组产生固定不变的磁场，磁场不能与旋转的转子磁体之间产生磁场的相互作用，因此不能产生方向固定的转矩来驱动转子旋转。因此，直流无刷电机基本结构除了电机本体外，还需要有换相机构，由位置传感器、控制电路和电力电子器件共同组成，使定子绕组产生的磁场和转子永磁磁体间产生的磁场在空间中始终保持一定的电角度。无刷直流电机的定子电枢绕组连接方式主要有星形连接三相半桥、星形连接三相桥式以及角形连接三相桥式，在这三种连接形式中，星形连接桥式的结构应用领域最为广泛，下面就以星形连接结构的定子结构。图2-3所示为电机原理示意图图2-3:无刷直流电机原理示意图Figure2-3:SchematicDiagramofBLDCM2.1.2位置传感器无刷直流电机中的位置传感器是电机运行过程中检测转子的相对位置的重要器件，位置传感器将转子的位置信号转换为单片机能够识别的电信号，为控制开关MOS管提供正确的换相信息。无刷直流电机经常使用的位置传感器有霍尔传感器、电磁式传感器、光电编码器等。因霍尔传感器有性能可靠、使用方便等优点，被广泛地应用到无刷电机中，本文的无刷直流电机是按120°安装的霍尔传感器。本课题着重研究霍尔传感器。霍尔传感器是根据霍尔效应所制作的一种磁场传感器，属于磁敏式传感器。是一种对霍尔效应的典型应用。霍尔效应[31]的原理为：空间中磁场会对其中的带电导体内运动的电荷载流子施加一个垂直于其运动方向的力即洛伦兹力，洛伦兹力会使正负电荷分别集聚到导体的两个相对的表面。这种现象在薄平的导体中尤为明显，电荷在导体两侧集聚会平衡磁场的影响，在导体两侧建立稳定的电势差，这一电势差的产生过程叫做霍尔效应，由E.H.HALL于1879年在研究金属的导电机制时发现的。图2-4为霍尔效应的原理图。图2-4霍尔效应的原理图Figure2-4SchematicoftheHallEffect霍尔传感器的种类又分为开关霍尔和线性霍尔。线性霍尔传感器内部集成霍尔元件、线性放大器和射极跟随器等部分构成，它的输出信号是与磁感应强度成线性关系的电压模拟量，这一类的霍尔传感器主要用于磁感应强度测量。可利用电压或电流通过线圈产生磁场制造霍尔电压电流传感器，可以用于交直流电压、电流测量。开关霍尔传感器是在线性霍尔传感器原有的基础上增加了差分传感器、施密特触发器等电路。如图2-5所示，可以看出，为了兼容各种电路，霍尔传感器内部集成电路的输岀端一般采用集电极开路的结构。当与霍尔元件垂直方向上的磁感应强度的值增大到一定程度后，霍尔传感器的内部触发器发生翻转，输出电平也随之翻转为低电平；当与霍尔元件垂直方向上的磁感应强度的值减小到一定程度后，霍尔传感器输出高电平，逻辑为1。逻辑示意图如图2-6所示。图2-5霍尔传感器内部结构图Figure2-5HallSensorInternalStructureDiagram图2-6：霍尔传感器逻辑示意图Figure2-6:HallSensorLogicSchematic2.2直流无刷电机数学模型（MathematicalModelofDCBLDCM）在本课题中，以两极三相无刷直流电机为例建数学模型的，无刷电机的定子绕组为Y型联接的，转子采用内嵌式结构，即将永磁体嵌入到转子铁芯中。3个霍尔元件在空间相互间隔120°对称放置。在此模型基础上，提出以下假设：假设电机的磁路不饱和；不计涡流损耗、磁滞损耗及电枢反应；忽略齿槽效应；驱动系统中，整流逆变电路的功率管和续流二极管均为理想开关器件，开关、通态等损耗。2.2.1无刷电机反电动势在上述模型假设基础上，在一个周期360°电度角内，三相绕组每相所产生的的反电动势分为5个阶段进行，如式（2-1）所示：（2-1）上式中，为电动势系数，为电角度，单位为。其他两相绕组在位上依次相差电角度。2.2.2定子电压方程在上述假设的理想情况下，无刷直流电机每相绕组的相电压分为电枢绕组感应电动势和电阻的压降。则直流无刷电机的电压方程可表示为：（2-2）其中为直流电源电压，为一相电枢绕组的电阻，为一相电枢绕组的电感，为一相绕组产生的反电动势，为流过一相电枢绕组的电流，则三相电压平衡方程如式（2-3）所示：（2-3）上式中，、、为各相定子的反电动势，、、为相定子的电流，、、是各相定子的电压，、、为各相定子的电枢电阻，、、为各相定子电枢绕组的自感，、、、、、为各相定子电枢绕组之间的互感，直流无刷电机的转子为永磁体，在理想情况下无刷电机三相电枢绕组相互对称，永磁体也不存在差异，对于单个无刷电机我们可以忽略磁阻间的相互影响，各相定子电枢绕组之间的互感相同，即，,。则：（2-4）由，，可得：(2-5)由上面简化的三相平衡电压平衡方程课得到相应的等效电路：如图2-8所示图2-7直流无刷电机的等效电路图Figure2-7EquivalentCircuitDiagramOfDcBrushLessMotor2.2.3转矩方程直流电机的电磁转矩是指电机在正常运行时，电枢绕组流过电流，这些载流体在场中受力所形的总转矩。设无刷直流电机的电流峰值为：，电动势峰值为，绕组只有两相同时导通，从直流侧看，两相绕为串联，所以电磁功率为忽略换相过程的景响，无刷直流电机的电磁转矩为（2-6）式中，为电机电磁磁链的峰值。由式可知，无刷直流电机的电磁转矩电流成正比关系，与普通的直流电机的关系一样运动方程如下（2-7）上式中，为电磁转矩，为负载转矩，为机械角速度，为黏滞摩擦系数，电机极对数，为电磁功率，为相绕组产生的反电动势，为相电流幅值。为电机转子得转动惯量。以上公式即为三相直流无刷直流电机的数学模型[32]2.3无刷直流电机特性(CharacteristicsofBLDCM)2.3.1无刷直流电机机械特性机械特性是在直流电压不变的情况下，电机转速与电磁转矩之间的关系。(2-8)(2-9)式中为电机转矩系数，为反电动势系数，可得不同直流母线电压下无刷直流电机的机械特性曲线，图2-8无刷直流电机机械特性示意图Fig.2-8MechanicalCharacteristicsofBLDCM式2-8表示的是直线方程，但实际由于电机损耗中的可变部分以及电枢反应影响，机械特性曲线只是近似直线。如图2-9所示，在一定的直流母线电压下，电机转速随电磁转矩的增加自然下降，越大曲线上移。由于无刷直流电机采用电力电子器件实现电子换向，这些器件通常都具有非线性的饱和特性，在堵转转矩附近，随着电枢电流增大，管压降增加较快，所以机械特性的末端会有明显的向下弯曲。2.3.2调节特性调节特性是在电磁转矩不变的情况下，电机转速和直流电压之间的变化关系。在不计功率器件损耗且稳态运行时，有以下关系：（2-10）（2-11）（2-12）可得不同电磁转矩下无刷直流电机转速随变化的曲线，如图2-10所示，图中。图2-9无刷直流电机调节特性示意图Fig2-9RegulationCharacteristicsofBLDCM2.4直流无刷电机控制方法（ControlMethodofDCBLDCM）图2-10中所显示的二进制数值是转子转到相应位置，霍尔传感器所显示的状态，随着电机的运转，将霍尔值的变化量分为六个扇区，电机运行一周后霍尔值的状态改变量为（100→101→001→011→010→110→100）此状态将无限循环。微控制器将根据霍尔传感器的真值表控制MOSFET的开关状态。霍传感器位于电机机壳，一般是3只霍尔器构成120度或60度电度角排列组成，每个传感器输出状态经过180度电角度状态量进行变化。图2-10无刷直流电机霍尔信号Figure2-10HallSignalComparisonOfBLDCM霍尔传感器的安装位置的相对误差会导致换相的失步，具体表现为：1、电机换相时的噪声比较大，2、电机在运行过程中的电流值相对于霍尔安装位置精确的电机而言，同负载状态下的相电流较大。为了克服霍尔安装的困难及精度上的误差，采用“无霍尔算法”在一定程度上解决了霍尔安装的难题。直流无‌‌‌刷‌‌‌电机‌驱‌动‌控‌‌制框图‌‌‌如图2-11所示。图2-11：无刷直流电机系统连接图Figure2-11:ConnectionDiagramOfBLDCMSystem霍尔的状态的变化量和MOSFET开关管的变化量遵循一定的规律，如下表2-1所示，我们必须要知道霍尔传感器的安装角度如何，然后控制器再根据表中所提示霍尔换相真值输出相应的控制信号去驱动MOSFET，这就是所谓的六步换相法叫，本文的MOSFET结构拓扑如图2-7所示：三相全桥电路由六个开关功率管VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6以及电容、电感极管等元器件组成的开关电路控制直流电源通断，控制电机A、B、C三相电机的位置传感器采用霍尔元件传感器。两两通电是指，在三相全桥电路工作的过程中，每次导通的瞬间上下桥臂各只有一个功率管导通，从而为三相中的其中相供电，以360°电度角为一个周期，每个周期换相6次，每60°电度角换相次，每次换相时只需更换一个功率管的开关状态，每个导通功率管维持120°电度角后关闭，共有6个状态。表2-1电机绕组通电顺序‌霍尔信号控制逻辑（正转）Table2-1Poweronsequenceofmotorwindingshallsignalcontrollogic(forwardrotation)工作状态HAHBHC通道绕组导通管S1101C→AVT3、VT2S2100B→AVT5、VT2S3110B→CVT5、VT4S4010A→CVT1、VT4S5011A→BVT1、VT6S6001C→BVT3、VT6工作状态HAHBHC通道绕组导通管S1101A→CVT1、VT4S2100A→BVT1、VT6S3110C→BVT3、VT6S4010C→AVT3、VT2S5011B→AVT5、VT2S6001B→CVT5、VT4表2-2电机绕组通电顺序‌霍尔信号控制逻辑（反转）Table2-2Poweronsequenceofmotorwindingshallsignalcontrollogic(reversalrotation)单片机控制换相时，根据单片机读取到的霍尔值査询霍尔真值表，使得一组绕组电流从开通状态转换为截止状态，另一项绕组电流从截止状态转换为开通状态的过程。由上表2-1可知，如果是上桥臂的两个开关管进行切换，那么非换向的导通相绕组必定工作在下桥，反之亦然。同时可以看出电机按照正向顺序通电时，电机正转，按照反向顺序通电时，电机反转，每隔60度电角度，开关管进行切换。当霍尔状态选择不对时，开机通电，电流触发的磁场产生错误的排斥和吸合，导致电流増大，出现此类情况首先判断霍尔的连接顺序是否正确。若是开关状态量的逻辑状态不正确，上电后，强行运转的结果会导致MOSFET的损坏。所以，遵循正确的相逻辑表是非常重要。2.4.1PWM控制方法本设计需要对电机进行精确的速度控制，基本不会出现电源电压直接加在电机电枢上，所以要对电机进行调速，电机调速方法主要有以下几种：1、变极对数调速方法：改变定子绕组的接红方式来改变笼型电动机定子极对数达到调速。2、变频调速方法：使用变频器改变电动机定子电源的频率，从而改变其同步转速的调速方法。3、串级调速方法：串级调速是指绕线式电动机转子回路中串入可调节的附加电势来改变电动机的转差，达到调速的目的。大部分转差功率被串入的附加电势所吸收，再利用产生附加的装置，把吸收的转差功率返回电网或转换能量加以利用。根据转差功率吸收利用方式，串级调速可分为电机串级调速、机械串级调速及晶闸管串级调速形式，多采用晶闸管串级调速。4、绕线式电动机转子串电阻调速方法：线式异步电动机转子串入附加电阻，使电动机的转差率加大，电动机在较低的转速下运行。串入的电阻越大，电动机的转速越低。此方法设备简单，控制方便，但转差功率以发热的形式消耗在电阻上。属有级调速，机械特性较软。5、定子调压调速方法：改变电动机的定子电压时，从而获得不同转速。由于电动机的转矩与电压平方成正比，因此最大转矩下降很多，其调速范围较小。以上几种调速方法，过程过于复杂，且需要额外的外设来支持，所以本设计采用PWM直流脉宽调制（PWM）的方法来控制无刷电机。在表2-1中当电机正转时，当霍尔传感器信号为101情况时（其他五种情况都是相同原理），此时应该是C+和A-导通，其他桥臂关断，并且此时是100%导通B+和C-这两个桥臂，无PWM控制其导通时间时，绕组中电流非常大，转子动速度非常高，PWM(PulseWidthModulation)中很重要的参数就是占空比，占空比就是高电平时间占总周期时间的比例，这样我们将C+和A-直接导通代换成高频率（一般10几KHz或者几十KHz）的PWM波，保证C+和A-的PWM频率相等，并且周期起始位置相同，这样我们可以非常方便调整占空比的大小，来控制C+和A-这两臂的实际导通时间，电机绕组本身是感性负载，具有抑制电流突变的特性，使得加在电枢绕组上的平均电压在0V到电源正压（24V）之间，实现控制电机的转速。所以通过控制两个桥臂PWM占空比我们可以非常方便控制转速。2.4.1PWM斩波控制方法三相桥式控制电路中，直流无刷电机通常采用三相六状态通电的控制方式，PWM调制方式又分为“双斩”和“单斩”两类方式。“双斩”方式中处于导通状态的上下桥臂MOSEFT全部进行PWM斩波控制，如图2-11所示；“单斩”方式中，分为H_on-L_pwm型、H_pwm-L_on型、pwm_on型和on_pwm型等等不同的调制方式，不同控制方式在性能上有不同的效果，当然针对实际的应用场合可以尝试多种调制方式，然后选择最优方式。，图2-12所示图2-12PWM双斩示意图Figure2-12PWMDoubleChoppingDiagram图2-13PWM单斩示意图Figure2-13PWMSingleChoppingDiagram对比可知，“双斩”得控制方式，MOSEFT的开关损耗将是“单斩”的两倍，且会导致MOSEFT工作过程中发热严重，也占用了单片机的资源，不利于节约成本且对控制并没有明显改善。本设计将采用H_pwm-L_on的PWM控制方式。2.5硬件制作(HardwareProduction)2.5.1硬件需求分析根据智能行李箱的总体设计，主板设计根据功能得到的需求如下：电源电压：24V；多种去求电压：15V、5V、3.3V以及电压、电流保护电路；电机驱动电路：两路三相桥式驱动电路；霍尔传感器接口电路；转速、电流反馈电路；蓝牙遥控接口电路；单片机间通讯电路；2.5.2单片机选型根据对智能行李箱需求分析可知，为了完成智能行李箱的功能对单片机有特殊的要求，综合成本、难易程度的考虑，决定采用两块单片机协同工作的方式。主板需要的功能包括：两路高级定时器用于产生高精度的PWM波，两路12位AD采集接口，两路USART接口用于蓝牙遥控以及单片间通信。具体需求见表2-2。表2-2单片机资源需求Table2-2resourcerequirementsofsinglechipmicrocomputer功能所需通道数分析具有高级定时器功能的输出脚12路BLDCM的正反转与转速控制采用脉宽调制技术，通过三相桥式电路输出。需要12路，因为精度要求需要具有高级定时器功能的输出管脚ADC采集接口6路用于采集每一路的电流信号外部中断接口6路用于检测BLDC换向信号普通输入输出接口4路拨码开关用于模式选择2路，指示灯1路，蜂鸣器报警电路1路。USART接口2路单片机间通信1路，蓝牙遥控接收信号1路。根据上述主控板和姿态解算板对微处理器的信号需求分析，又结合自己的单片机开发经验，有51内核和ARM内核两种类的芯片选择，在ARM内核的MCU中，相对适合的很多，其中自己熟悉与应用相对广泛的有STM2系列和恩智浦系列。本课题采用性价比较高的STM32F103VET6系列单片机作为主控。2.5.3电路设计（1）电源电路设计本系统采用24V锂电池作为电源，因为电压相对较高，为了可靠性、经济性，选用多级降压的方式。主供电先由DC-DC降压到15V，然后根据各模块额定电压采用不同的降压方式。对于单片机的供电，我们选用的是STM32系列单片机，该单片机额定电压为3.3V且单片机对电源质量要求较高，所以根据官方手册设计合适的电路很有必要，为了保护关键部件以防造成更大的损失，本设计在单片机供电线路中单独加入保护电路，用以保护单片机；具体电路如图2-14所示：图2-14：稳压电路设计Figure2-14DesignOfVoltageCircuit（2）驱动电路设计由于智能行李箱需要运载行李，甚至成年人的骑行，对功率有一定的要求，所以在电机选型时就选定了额定电压24V、功率达到300W的直流无刷电机。为了给电机提供足够的驱动能力，故选取了场效应管STP75NF75。场效应管STP75NF75是N沟道的MOSFET，当栅极电压为高电平时导通，其基本参数入门入门图2-15所示，而行李箱驱动板供电电压为24V，所以这款场效应管满足行李箱的控制器的硬件需求。图2-15STP75NF75基本参数Figure2-15STP75‌NF75ofMOSFETandBasicParameters电机驱动电路既可使用分立元器件进行设计，也可以使用半桥或全桥驱动芯片。为了避免死区控制对电路系统稳定性造成影响，选用半桥驱动芯片IR2101对场效应管进行控制。IR2101是高压、高速功率MOSFET驱动芯片，具有自动的死区控制，使得电路的稳定性进一步提高，具有独立的高、低侧参考输出通道。浮动通道可以驱动功率MOS管或者IGBT。其驱动电路设计如下：图2-16半桥驱动电路图Figure2-16Half-bridgedrivecircuitdiagramN沟道MOSFET需要在‌‌‌栅极和源极之间加20V左‌‌‌右的电压使之导通。和与负载组成简单的升压电路，使V‌B脚上输出正15V的电压，芯片利用V‌‌B脚端的电压导通NMOS的上管。(3)霍尔检测电路由上文知道了霍尔传感器是用来实时检测转子位置，来控制电机的连续运转。开关型霍尔元件一般都要加上拉电10K电阻，上拉电阻加在霍尔的输出脚之间，加上拉电阻可以使得输出的数字信号更加的稳定，电阻同时也起到了限流作用。在实际使用时，需要对霍尔接口上拉3.3V电压。电机内部有三个霍尔传感器按120˚的方法放置，所以电机内部霍尔为并联方式，电机的霍尔输出的接口顺序为VCC、Hall_A、Hall_B、Hall_C和GND。电机霍尔信号检测接口电路如图2-17所‌‌‌‌示：图2-17霍尔检测电路Figure2-17HallDetectionCircuitoftheMotor(4)电流检测电路电流检测电路监测电机实时电流的机制，进软件设置限幅为了‌防止电机‌过载时由于电流过大而对控制‌电路、功率场效应管和电动机本体造成损害而‌。在每个桥臂MOS管下‌桥臂接地端上串联一个0.05Ω高精度‌采‌样电阻，通过将采集电阻的两端的电压，再经过运算放大电路进行放大，输出到微控制器ADC端口进行数模转换，得到描述电流大小的数字量经程序判断是否过流。右驱动三路半‌桥电流信号检测电路如图2-18所示，采用LM124四‌运算放大器来完成。IC1A通过构建出电‌压跟随器，输出1.65V的直流偏置电压并进行前后隔离，抑制信号干扰。IC1B、IC1C、IC2B分别为A、B、C相的采样电压信号。以IC1B运放侧为例，为反相比例放大电路，该放大电路输出电压为：（2-13）带入各个参数，输出电压为 （2-14）其中，，为采样电阻‌的阻值0.05Ω。由此可知，本电路为反相等比‌例放大器，直流偏置电压为1.65V,因为单片机的ADC测量电压范围为0~3.3V,所以电流的测量范围为-3‌3A~+33A，满足驱动电路要求。图2-18三路半桥电流检测Figure2-18Three-channelhalf-bridgecurrentdetection通讯模块即显示模块电路为了方便调时观测数据，将数据、参数频繁展示展示出来，也为了实现行李箱的遥控功能。需要设计无线通信电路来实现功能。蓝牙通‌讯技术‌‌‌‌是一种近距离的无线通讯‌‌‌‌方式有效通信距离达几十米，本课题使用市面上常见的HC05模块，主要研究其使用方法，对于底层协议不在深究。在使用进行‌蓝牙通讯时，只需要将一方设为主机模式，另外‌一方‌设置设‌‌为‌‌‌‌‌‌‌从‌机模式。将两者设置为相同的波特率，‌主‌‌‌机‌‌‌端‌‌‌的蓝牙模块进‌行查‌‌找并且配‌‌对，两者建立连接后，单片机通过USART接口与蓝牙‌模块连接，就能实现数据的无线传输。在使用蓝牙模块与单片机通信时，需要使用上位机进行接收或发送数据。课题中，直接采用了第三方开源的上位机，通过使用规定好的通讯协议，即可实现在近距离的范围内的无线通信。2.5.4主控板整体原理图与PCB板实物图电机驱动控制板的所有电路图（包括电源供电保护电路、MCU最小系统、检测电路、驱动电路以及外设电路）如下数图所示。图2-19电机控制板稳压电路图Figure2-19VoltageRegulatorCircuitDiagramofMotorControlBoard图2-20电机控制板MCU最小系统图Figure2-24MCUMinimumSystemDiagramofMotorControlBoard图2-21电机驱动板检测保护电路图Figure2-2DetectionandprotectioncircuitofMotorcontrolboard图2-22电机驱动电路图Figure2-22DrivingcircuitofMotorcontrolboard实际电机驱动板PCB图如下：图2-28电机驱动板实物图Figure2-28PhysicaldrawingofMortorcontrolboard2.6直流无刷电机软件设计（SoftwareDesignofBLDCM）2.6.1程序结构框图系统软件流程框图如图2-18所示，系统软件将先后完成各种模块程序的初始化，开启定时器中断，外部中断，滴答定时器，串口接收初始化，OLED屏幕初始化等，下面将分布介绍各程序结构。图2-29系统结构流程图Figure2-29SystemStructureFlowChart2.4.2GPIO初始化GPO是通用输入输出端口的简称，STM32的GPIO引脚与外部设备连接起来，从而实现与外部通讯、控制以及数据采集的功能。STM32的GPIO被分成很多组，每组有16个引脚，如型号为STM32F103VET6型号的芯片有GPIOA、GPIOE、GPIOC至GPIOG共7组GPO，片一共144个引脚，其中GPIO就占了一大部分，所有的GP○引脚都有最基础的输入输出功能，输入输出功能也是GPIO引脚的第一功能使用库函数对GPIO进行初始化时，其初始化流程如图2-30所示。图2-30GPIO初始化流程图Figure2-30GPIOInitializationFlowChart2.4.3外部中断初始化使用外部中断主要是为了检测霍尔位置传感器的电平变化，判断电机转子的位置，从而触发切换电平信号。STM32几乎所有的管脚都可以配置为外部中断输入口，STM32的外部中断控制器管理了控制器的20个中断/事件线，每个中断/事件线都对应有一个边沿检测器，可以实现输入信号的上升沿检测和下降沿的检测或者上升沿和下降沿检测。STM32共有7个中断线，（Line0,Line1,Line2,Line3,Line4,Line5-9,Line10-19）GPIOA0，GPIOB0GPIOC0GPIOE0公用一个中断线，所以在管脚配置时，6个外部中断口要避免公用一条中断线，EXTI可以实现对每个中断/事件线进行单独配置，可以单独配置为中断或者事件，以及触发事件的属性。通过编程可以实现检测两个电机的共6个GPIO作为EXTI的输入源。外部中断初始化流程如图2-31所示。图2-31外部中断初始化流程图Figure2-31externalinterruptinitializationflowchart2.4.3高级定时器TIM1、TIM8初始化 STM32控制器中输出PWM脉宽调制需要使用高级定时器引入外部引脚的输出比较模式中的PWM模式功能。在高级定时器初始化过程中，除了需要配置相应的因交给功能外，好需要配置3个结构体，分别是时基结构体TIM_TimeBaseInitTypeDef输出比较结构体TIMOCInitTypeDef和断路和死区结构体TIMBDTRInitTypeDef。这里我们设置死区时间10ms。其中时基结构体用于定时器基础参数设置，如预分频系数、定时器周期等；输岀比较结构体用于输岀比较模式，与TmMOCxInit函数配合使用完成指定定时器输出通道初始化配置，高级控制定时器有四个定时器通道，使用时都必须单独设置；断路和死区结构体用于断路和死区参数的设置，属于高级定时器专用，用于配置断路时通道输出状态以及死区时间，与TIMBDTRConfig函数配置使用完成参数配置。图2-32所示图2-31所示高级定时器初始化流程图Figure2-31highleveltimerinitializationflowchart2.4.4串口通信初始化 串口通信（Serialcommunication）是一种设备间非常常用的串行通讯方式因为它简单便捷，大部分电子设备都支持该通讯方式。串口通信的数据帧由发送设备TXD引脚进行输出，由接收设备的RⅹD引脚进行接收。在串口通信的协议层中，规定了数据帧的启始位、传输薮据、校验位和停止位，发送设备与接收设备的数据帧格式相同才能正常收发数据。STM32具有多个USART外设用于串口通讯，通用同步异步收发器可以灵活地与外部设备进行全双工数据交换。在使用标准库函数对串口进行初始化时标准库函数将建立一个初始化结构体，比如USARTInitTypeDef，结构体成员用于设置外设工作参数，并由外设初始化配置函数，比如USARTInito调用，这些设定参数将会设置外设相应的寄存器，达到配置外设工作环境的目的。其初始化的流程如图2-32所示图2-32串口初始化Figure2-32serialportinitialization2.4.4OLED初始化 为了方便调试效果，增强交互式界面，加入OLED屏幕，这里我们使用的是0.96寸128*64的显示屏，驱动芯片为SSD1306，接口为IIC显示颜色为蓝色，工作电压为3.3.V/5V，单片机驱动OLED的方式主要有两种，一个是软件模拟IIC来驱动，另一个是采用硬件IIC来驱动，前者对代码要求高，对硬件依赖度低，后者则编程简单，但需要特定的具有IIC功能的管脚来驱动，为了简化对硬件的依赖性，采用软件来模拟IIC的方式来驱动。其初始化的流程如图2-33所示图2-33OLED初始化流程图Figure2-33OLEDinitializationflowchart2.4.5双闭环控制策略电机控制系统一般可分为两种，一种为开环式控制系统，另一种为闭环式控制系统。随着技术的发展，现如今控制系统的逐渐趋于复杂化，一般情况下开环调速系统并不能满足调速性能的要求，而带有负反馈的闭环系统可克服开环系统的缺点，使得电机机械特性变硬。具有负转速反馈的直流无刷电机若采用单闭环控制系统，虽然可以简单的实现速度得调控，却无法对流经定子绕组得电流与产生得转矩进行控制，所以只能适用于动态性能要求不高得场景下进行工作。而本设计需要时刻关注电流与转矩，不仅实现较高的动态性，例如快速启动与突然加载等情况，还需要适当对电路进行电流过载得保护，所以为了解决这一问题，还需要引入对电流得负反馈控制，与转速负反馈控制共同组成双闭环系统。 图2-34为直流无刷电机的转速与电流双闭环控制系统示意图，外环为速度环内环为电流环。在电机运转的过程中，从位置传感器获得转子的位置信号，计算得到电机的实际转速，与给定转速比较得到误差信号，经过速度控制器调节，得到电流环的输入值，该输入值与电机的反馈电流值比较，比较的差值经过电流控制器调节输出为PWM信号，PWM信号经驱动电路控制逆变器中功率管的开通关断时间，从而对电机调速。经过速度电流闭环的调节，使电机很快响应给定的转速，并且在双闭环中也可实现限速、过流保护等功能图2-34:双闭环控制系统示意图Figure2-34schematicdiagramofdoubleclosedloopcontrolsystem2.4.1PID算法设计双闭环的搭建需要使用适当的控制策略完成，考虑到PID算法具有简单可靠、鲁棒性髙等优点，在工业控制中使用较为广泛，并且具有较多适用不同场合的派生算法以满足各种不同的使用需求，因此本文采用PI控制策略对速度环和电流环进行控制。PID控制策略的原理图如图2-35所示图2-35PID控制器设计Figure2-35PIDcontrollerdesignPID控制即比例、积分、微分控制，假设算法中比例系数为K，积分系数为T，微分系数为Ta，输入量为，输出量为，反馈量为，偏差为则连续PID算法的表达式为(2-15)其中，偏差的计算方法为：(2-16)若采样周期为，对式2-15离散化可得到：(2-17)其中，为采样序号。另(2-18)、分别为积分常数和微分常数,式子可写成：(2-19)上式7即为位置式PID控制算法的公式。其中，参数K的作用是立即计算出与目标的差距并快速减小误差，但缺点是无法使稳态误差完全消除，另外若K的数值过大可能会产生不稳定的影响；参数K在时间足够的情况下，可以完全消除误差，但其缺点是由于积分控制是偏差累积控制，导致控制作业缓慢，但是如果积分作用在系统中相对占据主导则将増大闭环的超调量，导致振荡的产生；Ka用于预测误差变化趋势，弥补积分控制的不足使超调量降低进而避免振荡的产生，提升稳定性。另外微分控制还可以通过缩短闭环的调整时间，进而提升动态性能。2.5本章小结本章介绍了直流无刷电机的电压方程与转矩方程等数学模型以及无刷电机控制电路，软件设计，分析比较了不同PWM的斩控方法和电机正转与反转的控制过程，并设计了转速和电流双闭环系和PID算法对电机进行控制，最后进行了运动学模型的搭建与软件编程的实现。3UWB室内定位技术研究

s随着先进科技的快速发展以及国家政策大力支持，使得种类、用途多样的服务机器人进入了人们的生活，但目前室内服务机器人也存在着各种不足，以机器人的定位跟踪为例，主要问题如下：定位精度、稳定性问题：由常见的无线室内定位技术对比表1-1可知，目前的定位技术在定位精度方面良莠不齐，甚至有些定位技术只是在理想状态下精度较高。另外无线信号也容易受到环境因素、障碍物等干扰，导致信号不稳定、数据丢包等。在对于应用于室内服务的机器人而言，高精度、鲁棒性强的导航定位系统是至关重要的。表3-1常见无线室内定位技术Table3-1commonwirelessindoorpositioningtechnology定位技术机制精度优缺点WIFI基于RSSI和TOA1m成本低功耗大干扰大RFID静距离通信不定成本低功耗低需近距离ZigBee基于RSSI3-5m成本低精度低超声波回声定位10cm精度高易干扰UWB基于RSSI和TOA5cm精度高，抗干扰，成本高蓝牙基于RSSI2-8m功耗低，易干扰、不稳定定位成本问题：综上所述的应用于机器人的定位技术种类方法众多，无论是采用相对定位技术还是绝对定位技术，都需要各种传感器而且价格不一，对于基于无线传感器网络的定位方式而言，需在环境中布置大量传感器，因此仅定位系统硬件平台的搭建所需的成本也较高。UWB技术解决了上述定位技术中的大部分问题，能够满足短距离内高速通信的要求。在实际的定位场景中，UWB较低的平均发射功率决定了其低干扰性，同时由于UWB的调制方式和解调技术，还具备高定位精度、低功耗、高传输速率、通信安全性高的特点，与其他室内定位技术相比拥有显著优势。3.1UWB技术简介（IntroductiontoUWBTechnology）UWB技术是美国军方推出的一种短距离、高带宽、抗干扰的无线通信技术，在早期被用来于雷达测距领域，批准转为民用后被广泛用于室内定位、人员目标跟踪等方面。美国联邦通信委员会(FCC)对UWB的最新定义为：在3.1~10.6GHz的频段中绝对带宽占用0.5GHz以上的，或者相对带宽大于20%的均为超带宽。这意味着UWB技术不再局限于脉冲无线电或者高速无线扩频技术，而是包含了对尚未分配的频谱资源的充分利用。其有以下几个优点：(1)频谱资源广：随着无线通信技术的发展，频谱资源变得尤为紧张，而由上述FCC对超宽带规定的通信使用的频率范围在3.1-10.6GHz多达7.5GHz的范围可知，超宽带技术具有非常广泛的频谱资源，在目前频谱资源紧张的现状下，超宽带技术具有巨大优势。(2)功耗低、寿命长：为了兼容其他的无线通信系统，FCC规定超宽带使用极短的脉冲来发送数据、占空比低，因此超宽带系统采用外部电池供电时所需电源功耗较低，从而采用UWB技术的硬件成本低、寿命长。(3)隐蔽性好、穿透力强：由于超宽带的频谱非常宽、能量密度低、信号中很有大量低频分量，因此对其他通信设备干扰极低，信号传输安全性高、更易穿透房屋、家具、玻璃等介质。(4)定位精度高：与其他无线定位技术相比，超宽带的冲激脉冲能够达到厘米级定位精度。正因为UWB的低功耗、高精度、宽频带等优点，使超宽带定位技术成为目前室内定位技术的研究热点。3.2UWB室内定位技术理论（IndoorPositioninginTheory）室内定位在理论上进行的探索，首先是从信号方面，研究定位场景即室内的信道模型；其次是对测量数据的处理，即室内定位的算法研究。室内定位时提到的信道模型，指的是根据室内的特点，利用信号发送和接收之间所表现出的传输特性，建立起的带有一定参数的传输模型[33]。一般来说，建立室内定位的信道模型，是利用信号强度来进行定位的。室内定位中使用的算法，有一部分与室外的定位算法类似，在LOS条件下的测距方法：在AOA、TOA、TDOA、RSSI中根据目标环境选取其中合适的数据获取方式。以本文中用到的TOA为例，设定待测目标节点的坐标为位置量，根据发射端与接收端获取的时间信息建立方程，多个基站作为接收端得到非线性的与距离相关的方程组，对此方程组进行求解即得到待测点坐标[34]。以上步骤中的方程组建立和方程组求解会涉及相关的算法研究，如利用LS算法、WLS算法、Chan算法、Taylor算法等求解方程组。除此之外，室内还会面临更多的NLOS场景，因此在室内定位的算法中，NLOS的鉴别及其所带来误差的消除也是重要的研究部分，Li等人利用马尔科夫链来判断基于到达时间的定位系统是否处于NLOS，Schroeder利用了接收信号的强度(RSSI)来鉴别NLOS场景[35],Wang等人提出了RSS-AOA联合定位，利用测量融合提高精度，或是结合其他传感器完成组合的定位系统[36]。实际上基于UWB的定位系统在定位过程中需要完成测距和定位两个部分，在测距阶段，UWB获取信息的方式依赖于接收信号强度的检测与到达时间(TOA)的检测。UWB发射芯片发射的信号会在穿透障碍物急剧衰减[37]，甚至难以被接收器检测，因此实际的定位系统大多还是以TOA为主要获取的测量信息。设计并建立实际的室内定位系统，需要确定测量信息的获取方式，搭建起定位模型并在此基础上设计相应的定位处理算法。通过对比分析不同的前期UWB定位信息获取方式，确定本文使用的UWB定位模型。通过UWB技术来完成的室内定位系统，根据测量数据及后续处理算法的不同，可以设计完全不同的定位方案[27]。从数据获取这一方面来区分，可大致划分为：通过发送和接收设备传输UWB信号过程中信号强度的测量，配合信道模型解算出待测物的位置，称为RSSI定位方案。通过设定的天线阵列来测量待测物与基站间的角度信息，结合基站位置信息解算待测物位置，称为AOA定位方案。以发送和接收设备间的信号传输时间为测量信息，称为TOA定位方案以发送设备和不同的接收设备间信号传输时间的差值为测量信息，称为TDOA定位方法。这些方案通过对UWB信号或时间长短或能量强弱等测量信息，利用UWB自身的高分辨能力，实现高精度的室内定位。目前在实际的定位系统中使用的UWB定位技术，主要采用TOA和TDOA两种算法。本课题将主要介绍TOA定位方案即以发送和接收设备间的信号传输时间为测量信息3.2.1TOA定位方案TOA(TimeofArrival)定位方案中需要获取待测物体到各个参考基站之间的UWB传输时间，在去除了发送端的发送延迟和接收端的接收延迟后，若能够实现发送端与接收端的时钟同步，此时的信号飞行时间与电磁波在空气中传输速度的乘积即为发送与接收端的距离值。通过多个参考基站作为信号的接收端，这些测距值便能够组成方程组，结合已知的基站位置信息即可求出待测物的位置值。TOA定位方案的工作原理示意图如图3-1所示。图3-1基于TOA定位工作原理Figure3-1positioningprinciplebasedonTOA假设待测物体的位置为，若使用TOA定位方案，至少需要三个参考基站作为信号的接收端获取测量信息，设这三个基站的坐标为，。得到的测距值用来表示，根据图示的位置关系有如下方程组：（3-1）三个参考基站和测距值绘制出的圆可以交于一点，即(3-1)方程组有唯一解，但实际测量值都存在误差且往往大于真实值，因此最终得到得定位位置也必然在一个小区域内，也就产生了所谓的定位误差。TOA定位方案中的时间测量信息是误差的主要来源，UWB信号传播速度极快，极小的时间误差都会影响每一次的测距结果，因此TOA定位方案对发送和接收端的时钟准确度有严格要求。3.3误差分析（ErrorAnalysis）UWB信号的发射和接收原理都基于脉冲无线电技术，因此会受到环境尤其是复杂环境的制约，在复杂环境下，UWB模块的误差主要来源于UWB信号发射接收芯片的时钟误差、天线延迟以及在UWB信号传输过程种的非视距误差和多径效应。3.3.1时钟误差为获得定位结果，需要获取多个DW1000芯片之间的测距信息，每个DW1000都带有一个自由运行的晶体振荡器和微处理器。在我们的实际使用中，这些芯片的时钟应该是同步的，也即他们拥有相同的频率。在实际的产品中，具有同样标称频率的DW1000芯片由于其环境温度、制造工艺等多种外部因素的影响，实际的时钟频率会有偏差。对于两个安装在设备中的DW1000芯片，假设相对于其标称频率，实际的频率偏差分别为，，那么由频率偏差而产生的频率漂移正如图3-2所示。图3-2时钟引起的定位误差Figure3-2positioningerrorcausedbyclock在时刻同时启动的两个设备芯片，由于其相对于标称频率固定的频率偏差，时钟误差随着时间的增加越来越大。DW1000的测距方式有两种，分别为S测距(Single-sidedTwo-wayanging)和DS测距(double-sidedTwo-wayRanging)。两种测距方式的简要图如图3-3(a)和图3-3(b)所示。在之前，的频率偏差设定下，SS测距方式引入的误差约为(1/2)treply(-)，SS测距方式引入的误差约(1/4)treply(-)。根据上述分析，为消除时钟误差，只能选取更高精度的晶振，同时选取合适的数据获取方式来对此误差进行补偿。根据对DS测距方式下时钟误差补偿效果的分析，可知在较高的时钟误差下，DS测距能将最终的测距误差控制在3mm以内，对定位精度的影响在可接受范围以内。图3-3SS测距简图和DS测距简图Fig.3-3SSrangingdiagramandDSrangingdiagram3.3.2天线延迟误差DecaWave公司生产的DW1000是一款基于UWB无线电通信的多通道收发器，可以在非常准确的获取消息离开发射器和到达接收器的时间信息，这段时间的测量值中包含了DW1000的天线误差，天线误差则来源于芯片内部的发射和接收延迟。如图2-1所示为单个用于发射或接收的DW1000示意图，根据DW1000的官方芯片手册提供的资料，天线延迟误差主要由内部的模拟发送/接收，内部的射频开关，外部的射频电路以及经过天线产生的延迟组成，如图3-4所示。从天线延迟误差产生的原因来看，对于某一固定的DW1000芯片而言，天线延迟的误差是芯片内部决定的一个固定值，而此值在实际测量中会以距离的误差呈现，参考官方提供的数据手册，在误差说明部分进行了基于TWR(双向测距)的误差校准方案，但表现的过程十分复杂且需要标准化测试后的设备。结合实际的系统测试发现，发现对该部分的校准可以结合其芯片自带的存储功能，仅需要初次使用时校准即可，由此对天线延迟误差作简单的优化即可，优化方案如下：考虑本文设计的实际定位系统最终使用3基站与1标签的模式，需要将这4部分模块两两完成天线误差延迟的简单标定。对发送和接收的TA设定同样的等待时间，将两个UWB的模块安置在距离1m的两点，得到测量距离和真实距离，移动其中一个模块至2m处，进行距离测量，由此移动20次左右，得到一组测量距离与真实距离的数据，将这组数据进行简单的拟合，可以得到距离误差，此误差与信号传输速度相除即为四倍的天线延迟误差。图3-4天线发射接收延迟示意图Figure3-4schematicdiagramofantennatra