有源电力滤波器设计

有源电力滤波器设计摘要随着电力电子技术的发展，非线性负载的使用越来越普遍，产生的谐波对电网的危害日益严重，若不加以控制，将会严重影响整个电网的安全运行，所以对电网谐波进行补偿越来越重要。本文概述了谐波产生的机理及其治理，并讨论了有源电力滤波器的结构与工作原理。通过深入研究有源电力滤波器的谐波与无功电流检测方法，对基于三相电路瞬时无功功率理论的法和法的原理进行了分析，由于法的优势，选定其为谐波检测方法；文中还详细分析了有源电力滤波器的控制策略，确定采用滞环比较控制法来对补偿电流进行控制；论文还对本次设计进行了综述，总结了有源电力滤波器的优点，并提出了设计中的不足之处。关键词：谐波电流瞬时无功功率理论控制策略DSP有源电力滤波器目录TOC\o"1-3"\u一、谐波产生的机理及其治理 页一、谐波产生的机理及其治理20世纪以来，随着科学技术的迅猛发展，电力电子技术也随之不断取得新的突破，各种家用电器大规模的进入我们的生活以及电力电子器件等非线性负载如逆变器、整流器和各种开关电源得到广泛的应用，由此产生的谐波对电网的危害日益严重。电力电子器件开关动作时向电网注入了大量的谐波，使电网中的电流和电压波形严重失真。然而由于各种电能质量敏感设备，计算机等信息设备及空调、冰箱、电视等家用电器设备的大量使用，对电能质量的要求也越来越高。由谐波引发的各类故障和事故频发，对生产生活及国家经济建设产生了很大的负面影响。由此谐波的研究和治理问题也开始引起人们的广泛关注，谐波的管理、分析和治理被摆到了十分重要的地位。谐波问题包括谐波分析、谐波检测和谐波抑制等方面，有效的抑制谐波已经成为保证电网安全、高质量运行的必要措施之一。解决谐波问题的主要途径有两种：一是对电力电子设备自身进行改进；二是对电网进行谐波补偿。本文主要研究方向就是对电网进行谐波补偿。（一）谐波产生的机理在理想的干净供电系统中，电流和电压都是正弦波的。在只含线性元件(电阻、电感及电容)的简单电路里，流过的电流与施加的电压成正比，流过的电流是正弦波。用傅立叶分析原理，能够把非正弦曲线信号分解成基本部分和它的倍数。在电力系统中，谐波产生的根本原因是由于非线性负载所致。当电流流经负载时，与所加的电压不呈线性关系，就形成非正弦电流，即电路中有谐波产生。由于半导体晶闸管的开关操作和二极管、半导体晶闸管的非线性特性，电力系统的某些设备如功率转换器比较大的背离正弦曲线波形。谐波电流的产生是与功率转换器的脉冲数相关的。6脉冲设备仅有5、7、11、13、17、19….n倍于电网频率。功率变换器的脉冲数越高，最低次的谐波分量的频率的次数就越高。其他功率消耗装置，例如荧光灯的电子控制调节器产生大强度的3次谐波(150赫兹)。在供电网络阻抗(电阻)下这样的非正弦曲线电流导致一个非正弦曲线的电压降。在供电网络阻抗下产生谐波电压的振幅等于相应谐波电流和对应于该电流频率的供电网络阻抗Z的乘积。次数越高，谐波分量的振幅越低。只要哪里有谐波源那里就有谐波产生。也有可能，谐波分量通过供电网络到达用户网络。例如，供电网络中一个用户工厂的运转可能被相邻的另一个用户设备产生的谐波所干扰。产生谐波的设备类型：所有的非线性负荷都能产生谐波电流，产生谐波的设备类型有：开关模式电源(SMPS)、电子荧火灯镇流器、调速传动装置、不间断电源(UPS)、磁性铁芯设备及某些家用电器如电视机等。（二）谐波的治理谐波的治理主要有两条途径：一是主动治理，即从谐波源本身出发，使谐波源不产生谐波或降低谐波源产生的谐波，这只适用于作为主要谐波源的电力电子装置，如有源功率因数校正技术和PWM整流技术；二是被动治理，即设置谐波补偿装置，抵消谐波源注入电网的谐波，如各种无源、有源滤波器，这对各种谐波源都适用。电力系统中传统的补偿谐波和无功的装置是LC无源电力滤波器，LC无源电力滤波器因其既可以补偿无功，又可以抑制谐波而一直被广泛应用。它具有结构简单，投入费用低，运行成本低，可在很宽的频率范围内呈现为低阻抗，可抑制多个频率的谐波，在吸收高次谐波的同时补偿无功功率，还具有改善负载功率因数的功能。但由于结构原理上的原因，LC无源电力滤波器也存在着滤波补偿特性依赖于电网和负载参数、LC参数的漂移会导致滤波特性的改变、具有负的电压调整效应、重量大、体积大和容易同系统发生谐振的缺点。由于无源电力滤波装置存在着许多的缺点和不足之处，为了解决这些问题，人们开始对有源电力滤波技术进行探讨。有源电力滤波器是一种动态抑制谐波和补偿无功的电力电子装置，它能对频率和大小都变化的谐波和无功进行补偿，可以弥补无源滤波器的缺点，获得比无源滤波器更好的补偿特性，是一种理想的谐波补偿装置。

二、有源电力滤波器的谐波检测及控制策略（一）有源电力滤波器的谐波检测1、瞬时无功功率理论瞬时无功功率理论首先于1983年由日本学者赤木泰文提出，主要针对三相三线制电路总谐波的实时检测。瞬时无功功率理论的核心思想是采用变换矩阵将三相电路的各相电压和电流瞬时值变换到-正交坐标系，并将电压、电流矢量的点极定义为瞬时有功功率，电压、电流矢量的叉积定义为瞬时无功功率，如图2-1所示。在此基础上发展出了p-q法。在三相三线电路中，其各相电压和电流的瞬时值为、、和、、，分别把它们变换到两相正交-坐标系上，两相瞬时电压为、，两相瞬时电流为、，则：（2-1）（2-2）其中定义瞬时有功功率p和瞬时无功功率q：（2-3）（2-4）式中，的正方向与、轴组成相互垂直的右手坐标系，如图2-2示。从数学上推导可知，基于瞬时无功功率的p-q法使用需要满足或，也就是说-法仅适用于三相对称的情况。在-法的基础上，补充定义瞬时有功电流和瞬时无功电流，衍生出法。在图2-2所示-坐标系上，矢量、和、分别可以合成为旋转电压矢量和电流矢量。三相电路瞬时有功电流和瞬时无功电流分别为矢量和矢量在其法线上的投影。（2-5）（2-6）式中。瞬时有功功率p和瞬时无功功率q可表示为：（2-7）（2-8）在-平面内，、可表示为：（2-9）式中三相电路各相瞬时无功电流、、是、两相瞬时无功电流、两相到三相变化得到的，瞬时有功电流、、是、两相瞬时有功电流、通过两相到三相变化得到的。（2-10）（2-11）式中-法和法都是以三相电路瞬时无功功率理论为基础的谐波检测法，对于三相三线制电路，不论三相电压、电流是否对称，-检测法检测结果都有误差，只是误差的情况有所不同，而法检测结果不受电压波形畸变的影响，检测结果较准确。2、三相电路谐波和无功的检测（1）p-q检测法-检测法原理框图如图2-3所示，图中LPF为低通滤波器(LowPassFilter)。-检测法以三相电路瞬时无功功率理论为基础，根据定义计算出、，经LPF得到、的直流分量、。电网电压无畸变的时候，由基波有功电流与电压作用所产生，由基波无功电流与电压作用所产生，于是根据、经矩阵逆变换可以计算出被检测电流、、的基波分量、、。将、、与、、相减，即可得到、、的谐波分量、、。由于该检测法中三相电压信号也参与到计算中，故三相电压的变化会影响谐波电流的检测，当三相电压对称且无畸变时，-检测法能检测出全部的谐波和无功电流，但当电网电压波形发生畸变时，检测结果将会发生误差，影响电路的检测精度。所以-检测法仅适用于三相电压对称的谐波和无功电流检测。（2）检测法在实际电网运行中，三相电压通常不对称且有畸变，所以应用-检测法检测谐波会有误差，为此，通过对-检测法进行改进提出了检测法[6]。如图2-4为--ichibhiah+++-icibiaecebea-qpC32C32CpqCpq-1C23LPFLPF图2-3图2-3-检测法原理框图+++ichibhiahicibiaeaPLLC32CC-1C23LPFLPF检测法原理框图。图2-4检测法原理框图图中PLL为锁相环电路(PhaseLockLoop)。该检测法以计算、为出发点，把式（2-7）和式（2-8）代入式（2-9）的左边有：（2-12）将e移到等式的右端，得：（2-13）若电网电压波形无畸变，设电网三相对称电压：（2-14）式中是电网电压基波即电网电压有效值；是电源角频率。将式（2-14）进行三相到两相变换：（2-15）被检测电流为：（2-16）将式（2-16）进行三相到两相变换：（2-17）式中时取，时取。按运算方式，将式（2-15）和式（2-17）代入式（2-9）得：（2-18）、经LPF滤波得：（2-19）此时，，和式(2-15)代入式(2-13)得：（2-20）与检测法相比，检测法用锁相技术对a相基波电压的相位进行提取，代替系统相电压，所以该算法的检测结果不受电压波形畸变的影响。而且将基波分量变换到零频率处，用数字低通滤波器提取基波信号可以消除模拟低通滤波器的相位问题，且不会造成对有些频率分量的增大或衰减。上述两种方法均可适用于三相三线制电路，当电网电压无畸变时，两者皆可检测出谐波电流。但当电网电压波形发生畸变时，检测法的检测结果会出现误差，因为该检测法中电压信号参与了计算，所以电压信号有任何变动都会影响运算的结果，直接影响到检测的效果。而检测法只提取了与电压信号同相位的正弦信号和余弦信号参与运算，电压信号的谐波成分在运算过程中不出现，因而检测结果不受电压波形畸变的影响，能够充分保证检测结果的准确性。（二）有源电力滤波器的控制策略1、有源电力滤波器补偿电流的控制目前有源电力滤波器补偿电流的控制方法主要有以下几种：三角载波比较法、滞环比较控制法、电压矢量控制法、滑模变结构控制法等。其中三角载波比较法和滞环比较控制法是应用最多的两种方法。三角载波比较法。三角载波比较法是最简单、常用的一种PWM控制方式，如图2-5所示为其比较原理图。-+-+PWM信号比较器A三角波该方法通过将调制后的实际补偿电流与电流指令信号的偏差经放大器A放大后，与高频三角调制波进行实时比较，从而得到不同时刻逆变器的开关状态，使逆变器输出端获取需要的波形。采用三角载波比较法的优点是电力电子器件的开关频率是固定的，有利于简化器件的选择和器件保护的设计，而且动态响应好，实现电路简单，对高开关频率的系统具有较好的控制特性。但由于逆变器始终处于高频工作状态，输出波形中含有与三角载波同频率的高频畸变分量，开关损耗较大，在大功率应用中受到限制。滞环比较控制法。滞环比较控制法的原理图如图2-6所示。滞环比较器滞环比较器PWM信号图2-6滞环比较控制法原理图滞环控制是一种简单的bang-bang控制，它预先给定一个允许误差，在补偿对象与滤波器输出之差超过这个允许误差时，主电路功率开关器件动作。电流滞环比较控制的基本思想是实际电流与指令电流的上、下限相比较，交点作为开关点，在指令电流的上、下限形成一个环带。在该方式中，补偿电流指令信号与实际电流信号的偏差作为滞环比较器的输入，设滞环比较器的高低阀值分别为和，当时，比较器输出高电位；当时，比较器输出低电位；当时，保持原值。通过驱动信号来控制主电路开关器件的通断，从而控制补偿电流的变化，使补偿电流保持在滞环带内，围绕其参考值做上下波动[7]。PWM信号滞环比较器时钟信号由于通常滞环带的宽度是固定的，而开关器件的开关频率是变化的，当变化的范围较大，值小时，固定的环宽可能使补偿电流的相对跟随误差过大；值大时，固定的环宽可能使器件的开关频率过高，甚至超过器件的工频导致器件损坏。为了避免上述缺点，可采用定时控制的滞环比较控制法，其原理如图2-7所示。PWM信号滞环比较器时钟信号图2-7定时控制的滞环比较控制原理图采用定时控制的滞环比较控制，是加入了一个时钟定时控制比较器，每个时钟周期对误差进行一次判断，这样控制开关器件的时钟信号需要至少一个时钟周期才变化一次，那么器件的最高开关频率不会超过时钟频率的一半。这种PWM控制器的结构简单，对电路参数的变化不敏感，动态响应快，逆变器的开关频率由滞环比较器的带宽和时钟频率决定。2、主电路直流侧电压的控制ichichibhiah+++UcUreficibiaeaC32CC-1C23PIPLLLPFLPF图2-8具有直流侧电压控制环的基准电流计算原理图图中，是直流侧电压的给定值，是实际的直流侧电压。此控制的基本思想是：把与之差通过PI调节后得到调节信号，将叠加到瞬时有功电流的直流分量上，经运算使指令电流信号包含一定的有功电流，使有源电力滤波器的补偿电流包含一定的基波有功电流分量，从而使有源电力滤波器的直流侧和交流侧交换能量，将直流侧电压调节到给定值。

三、并联型有源电力滤波器的硬件设计（一）系统结构并联型有源电力滤波器通过向电网注入一个与检测到的谐波和无功电流反相位的补偿电流，以使电源侧电流波形近似为正弦波，从而消除了谐波和无功电流对电网中其他设备和继电保护装置的影响。并联型有源电力滤波器的硬件结构相对复杂，整个系统一般由以下几个部分组成[8]：检测与调理电路，主要功能是将电网中的强电信号转换成为弱电信号，并将之调理成适合DSP输入要求范围的电信号；DSP控制电路，由DSP芯片构成的控制电路是整个控制系统的核心，其功能是完成A/D转换、指令信号的运算、反馈信号的处理和PWM信号的生成；主电路，主电路由三相桥式逆变电路组成，它的功能是根据DSP控制电路发出的PWM脉冲信号来控制逆变器开关器件的通断时间，发出符合要求的补偿电流到电网中。并联型有源电力滤波器的硬件结构图如图3-1所示。图3-1并联型有源电力滤波器硬件结构图（二）主电路设计1、主电路参数设计（1）主电路容量。并联型有源电力滤波器的容量：（3-1）式中是APF交流侧电压的有效值，是补偿电流的有效值。有源电力滤波器与谐波负载并联连接，其交流电压时相同的，因此主电路容量主要由补偿电流的大小决定，也就是由补偿对象的容量和补偿目的决定。当有源电力滤波器只补偿谐波时，有。由于补偿对象为三相桥式整流电路，其，故此有源电力滤波器的容量约为补偿对象容量的25%。当有源电力滤波器在补偿谐波时，还补偿无功功率，则：（3-2）则有源电力滤波器容量与补偿对象容量之比为：（3-3）故有源电力滤波器同时补偿谐波和无功功率时，要求其容量比只补偿谐波时大，且与三相整流电路最大触发角有关。（2）直流侧电压的选取。有源电力滤波器正常工作时，输出的补偿电流在指令电流的两侧呈锯齿波形状跟随其变化，对于A相有：（3-4）当小于A相指令电流，则取或。若取，则：（3-5）为使实际补偿电流更好的跟随指令电流，必须增大，则有：（3-6）（3-7）也就是主电路直流侧电压应大于电网连接点相电压的3倍。在此数值以上，直流侧电压越大，补偿电流跟随性能越好，但开关器件的耐压要求也越高，因此要综合考虑。（3）直流侧电容的选取。设直流侧电压为，允许的电压波动比率为，则电压波动的最大值和最小值应为：（3-8）在一个电源周期内，电容中能量改变的平均速率为：（3-9）有源电力滤波器的容量为，为了保证电容电压波动在允许范围内：（3-10）即：（3-11）（4）交流侧电感的选取。交流侧电感的选取必须满足有源电力滤波器对补偿电流跟踪性能的要求，所以电感不能过大，电感过大会使跟踪电流变化缓慢，导致跟踪电流和参考电流之间误差较大。但电感选择过小，虽然动态响应快，但实际补偿电流对于期望补偿电流具有较大的超调，容易造成系统振荡，工作不稳定。以A相为例，直接给出交流侧电感的计算公式：（3-12）式中，是实际补偿电流最大变化率时对应的电流增量；是实际补偿电流最小变化率时对应的电流增量；是有源电力滤波器的开关频率；是电源电压的峰值。2、开关器件的选取目前有源电力滤波器主电路中使用的全控型器件主要有GTO(门极关断晶闸管)、MOSFET(功率厂效应管)和IGBT(绝缘栅双极晶体管)。GTO通态压降低、容量大，但是其关断时间长、工作频率低且开关损耗较大；MOSFET驱动功率很小、开关速度快，但是其通态压降和通态阻抗较大，耐压水平低，适合小功率场合；IGBT综合了两种器件的优点，开关速度快、驱动功率小且饱和压降低，故此IGBT相较而言较优。为了简化设计，实际电路中选取由IGBT构成的智能功率模块(IntelligentPowerModule,简称IPM)为功率器件。智能功率模块是以IGBT为内核的先进混合集成功率器件，它采用微电子技术和先进的制造工艺，把功率器件与驱动电路集成在一起，而且内部还封装了逻辑控制电路、故障检测电路和各种保护电路，能实现过压保护、过流保护、过热保护和控制电源欠压保护等功能，并且可以将检测到的故障信号送到DSP芯片做中断处理。IPM由高速低功耗的管芯和优化的门极驱动电路及快速保护电路组成，即使发生负载事故或使用不当，也可保护IPM自身不受到损害。IPM具有以下特点：（1）开关速度快。IPM内的IGBT芯片都选用高速型，而且驱动电路紧靠IGBT芯片，驱动延时小，所以IPM开关速度快，损耗小。（2）低功耗。IPM内部的IGBT导通压降低，开关速度快，故IPM功耗小。（3）快速的过流保护。IPM实时检测IGBT电流，当发生严重过载或直接短路时，IGBT将被软关断，同时送出一个故障信号。（4）过热保护。在靠近IGBT的绝缘基板上安装了一个温度传感器，当基板过热时，IPM内部控制电路将截止栅极驱动，不响应输入控制信号。（5）桥臂对管互锁。在串联的桥臂上，上下桥臂的驱动信号互锁。有效防止上下臂同时导通。（6）抗干扰能力强。优化的门极驱动与IGBT集成，布局合理，无外部驱动线。（7）驱动电源欠压保护。当低于驱动控制电源（一般为15V）就会造成驱动能力不够，增加导通损坏。IPM自动检测驱动电源，当低于一定值超过10μs时，将截止驱动信号。（8）内藏相关的外围电路，缩短开发时间。（9）无须采取防静电措施。（10）大大减少了元件数目，整个主电路体积相应小。（三）控制电路设计1、控制电路结构UdrefUdrefUdDSPADCPWM控制指令信号生成模块PIA相过零检测电压、电流检测主电路图3-2控制电路结构框图2、DSP芯片简介本设计采用的DSP芯片为TMS320F2812，TMS320F2812是TI公司最新推出的TMS320C28x系列DSP芯片，这是目前市场上最先进、功能最强大的32位定点DSP芯片。它既具有数字信号处理能力，又具有强大的事件管理能力和嵌入式控制功能，特别适用于有大批量数据处理的测控场合。它不但运行速度高，处理功能强大，且具有丰富的片内外围设备，便于接口和模块化设计，性价比很高。芯片的指令执行速度为20MIPS，一般指令可以在50ns的单周期内执行完毕。其功能框图如图3-3所示。TMS320F2812DSP芯片的性能如下：高性能静态CMOS技术。主频，指令周期约为6.67ns；低功耗(核心电压为1.8，电压为3.3)；Flash编程电压为3.3。RS232/RS485/RS422RS232/RS485/RS422片内存储器：FLASH：128K×16位SRAM：18K×16位BOOTROM：4K×16位OTPROM：1K×16位片上外设：PWM输出：12通道QEP输入：6通道A/D输入：16通道SCI串口：2通道SPI串口：1通道McBSP：1通道DSP总线SRAMRTC+EEPROMUSB2.04通道D/A驱动扩展总线(数据、地址、SPL、McBSP)TMS320F2812@150MHz图3-3TMS320F2812DSP芯片功能框图（2）JTAG边界扫描支持。（3）高性能的中央处理器。位和位的乘累加操作或位两个乘累加操作；哈佛总线结构；迅速的中断响应处理；统一的寄存器编程模式；可达4兆字的线性程序总线和4兆字的数据总线；代码高效(用C/C++或汇编语言)。（4）片上存储器。位的Flash存储器；位的单口随机存储器(SRAM)；位的OTR型只读存储器。（5）带有软件BOOT模式和标准数学表的位只读存储器。（6）多达1MB的外部存储器接口。（7）时钟与系统控制。支持锁相环频率的动态改变；片内振荡器；看门狗定时器模块。（8）三个外部中断。（9）保护Flash/OTP和L0/L1SARAM的128位密匙。（10）可支持96个外部中断的外部中断扩展(PIE)模式。（11）3个32位CPU定时器。（12）两个事件管理器(EVA、EVB)。（13）串行外围设备。串行外围接口(SPI)；两个串行通信接口(SCIs)；改进的局域网络(eCAN)；多通道缓冲串行接口(McBSP)和串行外围接口模式。（14）12位的ADC，16个模拟输入通道。（15）最多56个独立的可编程、多用途通用输入输出(GPIO)引脚。（16）低功耗模式和节能模式。支持空闲模式、等待模式、挂起模式；停止单个外围时钟。（四）检测与调理电路设计1、电流信号检测调理电路电流信号的检测采用型号为TA1321-3K的交流电流互感器，其输入额定电流为20A，输出额定电流为10mA，采样频率可达20kHz。电流信号检测与调理电路的电路图如图3-4所示。图3-4电流信号检测调理电路检测到的交流电流信号通过电阻变换为V的交流电压，然后通过放大器将其提升为0-3V，以便送入DSP芯片的ADC模块。为电流互感器输出的电流，额定值为10mA，信号通过第一级运算放大器输出为，所以取可使输出为V；电容起补偿相移作用，由式，取为；同时为了防止电压超过1.5V，在电路中并联了两组二极管来钳位电压。取，信号输出电流就可满足需要，输出可达到0-3V的范围。2、电压信号检测调理电路主电路直流侧电容两端电压在系统运行过程中需要一直保持稳定的电压值，为了对其进行控制，需将电压信号送入DSP芯片，使其参与到计算过程[11]。直流侧电压信号检测调理电路如图3-5所示。图3-5直流侧电压信号检测调理电路采用霍尔式电压传感器CHV-50P进行电压检测，其额定输入电流为10mA，额定输出电流为50mA，变比为5000：1000。传感器输出电流经电阻得到电压信号，此电压信号约为V，由于为额定输出电流，故取。将电压信号送入运算放大器，由于取，放大器放大倍数为2，输出电压信号为0-3V，满足DSP芯片ADC模块输入要求。为了防止超过输入量程3V，加3V稳压管进行钳位。3、采样触发信号提取电路基于瞬时无功功率理论的法谐波计算中，所需要的、由存储器里的预先计算好的并转化为Q15格式的数据表来提供，而A相电位为数据表提供指针复位信号。由于电网频率不是严格的50Hz，所以需要一个过零比较强来实现每一周期的零点定位。具体实现方法是将与A相同步的工频50Hz128倍频后，作为采样触发信号送DSP输入捕获单元CAP2口，CAP2口捕获该信号的上升及下降沿用于采样启动。整个采样触发信号提取电路由过零电压检测电路和倍频锁相电路组成。如图3-6为采样触发信号提取电路。图3-6采样触发信号提取电路倍频锁相电路的原理是通过N分频反馈环路，将压控振荡器频率锁定在输入信号的N倍上，具体采用锁相环芯片CD4046和计数器芯片CD4040来实现。CD4046采用COMS工艺，是低功耗的单片集成环路，其主要由相位比较Ⅰ、Ⅱ、压控振荡器(VCO)、线性放大器、源跟随器、整形电路等部分构成。CD4040是12位二进制串行计数器，可将输入信号倍频输出，共有12个输出端，可以根据频率需要选择放大倍数。实现128分频时，将CD4046输出接4口，此时，输出频率为。

四、并联型有源电力滤波器的系统仿真（一）并联型有源电力滤波器检测系统仿真谐波检测通常有根据p、q和ip、iq两种运算方式形成的检测方法。通过建立仿真模块并进行仿真研究对比，可得到精度较高的谐波检测模块。（1）仿真模型的建立图4-1为ip、iq运算方式谐波检测方法的仿真模型。该检测模块主要对三相不可控整流桥输出负载中产生的谐波电流进行检测。仿真参数：输入为三相工频交流电源，线电压380V，电阻负载R=20Ω。检测模块主要由矩阵变换及其反变换、锁相环、低通滤波器等部分构成。设定a相电压初始相角为零，检测模块中正弦、余弦发生器用来产生与a相电压同相位的正弦、余弦信号。图4-1ip、iq法谐波检测的仿真模型（2）仿真结果在三相电压不平衡的条件下，取a相电压幅值相位不对称进行仿真，仿真结果如图4-2~图4-4所示。图4-2电压非平衡时ip、iq检测法得到的a相谐波电流图4-3电压非平衡时ip、iq检测法得到的a相基波电流图4-4a相基波电流的FFT分析（3）结果分析为了分析方便，可建立p、q检测法的仿真模型，在实验参数相同的条件下进行仿真，并对其仿真结果与ip、iq检测法进行分析比较。仿真结果表明，当电网电压平衡时，2种算法检测出的基波电流中谐波含量都在0.75%左右，谐波含量都较低，即2种算法都能够准确地检测出谐波电流。但是当电网电压非平衡时，两者则有较大的区别：利用ip、iq检测法当电网电压发生畸变时，几乎不会产生检测误差，而p、q检测法则不能实现在电网电压发生畸变的情况下对谐波电流的准确测量，原因在于ip、iq检测法中电压信号的谐波成分在运算过程中是不出现的。（二）并联型有源电力滤波器控制系统仿真1、仿真模型的建立与参数选取用MATLAB的Smilink对有源滤波器控制系统进行仿真分析，建立仿真模型如图4-5所示；仿真参数选取为：交流侧相电压220V；输出滤波电感10mH；直流侧电容值为470μF；采用三相不控整流型阻性负载，调节负载电阻阻值为20Ω；数字低通滤波器采用Butterworth二阶低通滤波器，截止频率为50Hz；电流跟踪采用滞环比较法，滞环宽度为1A；控制直流侧电压为1000V。图4-5并联型有源电力滤波器仿真模型2、仿真结果系统仿真算法为ode23t，相对误差为1e-3。分别对系统直流测电压控制、补偿后系统电流、补偿后系统电流与系统电压相位比较进行了仿真分析：直流侧电压在0.04s后基本处于一个恒定值，实现了直流侧电压的恒定控制；补偿前电源电流与电源电压之间存在相位差，而补偿后的电源电流虽然仍然存在毛刺，但与电源电压无相位差并且实现了正弦化，这说明系统功率因数很高。3、系统谐波分析利用MATLAB电力系统仿真中的powergui模块对负载电流与补偿后的电流进行谐波分析，得各变量的谐波含有率和谐波总畸变率如表1所示。说明滤波效果良好。另外，总谐波畸变率也满足《公用电网谐波》标准的要求。从计算机仿真结果分析来看，采用ip、iq谐波检测的基于DSP控