2026年小米集团电源工程师高频常见高频常见面试题包含详细解答+避坑指南

小米电源工程师高频面试题

【精选近三年60道高频面试题】

【题目来源：学员面试分享复盘及网络真题整理】

【注：每道题含高分回答示例+避坑指南】

1.请做一个自我介绍（基本必考|需深度思考）

2.画出Buck电路的拓扑结构，并详细讲解其工作原理（极高频|重点准备）

3.介绍一下你做的项目中遇到的最大的难点，以及你是如何解决的（极高频|适合讲项目）

4.说明CCM（连续导通模式）和DCM（断续导通模式）的区别及判断条件（基本必考|需

深度思考）

5.环路稳定性中，相位裕度和增益裕度的物理意义及推荐值是多少（高频|重点准备）

6.请画出Boost电路的拓扑结构及关键节点的波形图（极高频|重点准备）

7.LDO（低压差线性稳压器）和DC-DC开关电源的区别及选型依据（高频|重复度高）

8.什么是米勒效应？它是如何产生的？在电源设计中如何消除或利用（极高频|需深度思

考）

9.详细讲解反激变换器（Flyback）的工作原理及RCD吸收电路的作用（高频|重点准备）

10.电感饱和会有什么现象？在设计中如何避免电感饱和（极高频|网友分享）

11.MOSFET的开关损耗和导通损耗怎么计算（高频|需深度思考）

12.解释一下电源中的纹波（Ripple）和噪声（Noise），以及如何测试它们（中频|可详细准

备）

13.在PCBLayout中，电源部分的功率环路（PowerLoop）应该注意什么（高频|重点准

备）

14.运算放大器的“虚短”和“虚断”是什么概念，在电源反馈中如何应用（基本必考|记住就行）

15.什么是软启动？为什么要设计软启动电路（中频|学员分享真题）

16.LLC谐振变换器的工作原理是什么？什么是ZVS和ZCS（高频|需深度思考）

17.二极管的反向恢复时间（Trr）对开关电源有什么影响（中频|可详细准备）

18.如何解决电源设计中的EMI（电磁干扰）问题？有哪些常见整改手段（极高频|适合讲项

目）

19.介绍一下带隙基准（BandgapReference）的原理（中频|需深度思考）

20.开关电源中采样电阻（CurrentSenseResistor）的选型注意事项（中频|细节考察）

21.什么是同步整流？相比二极管整流有什么优缺点（高频|重点准备）

22.伯德图（BodePlot）怎么看？如何通过伯德图判断系统稳定性（高频|需深度思考）

23.输入电容和输出电容的ESR（等效串联电阻）对电路有什么影响（中频|重复度高）

24.你了解的常见锂电池充电管理（BMS）策略有哪些（如CC/CV）（高频|近两年常问）

25.什么是死区时间（DeadTime）？设置过大或过小有什么后果（中频|可详细准备）

26.请画出TypeII或TypeIII补偿网络的电路图，并说明其作用（中频|需深度思考）

27.简述PFC（功率因数校正）的作用及常见拓扑（高频|重点准备）

28.电源效率低通常是由哪些原因造成的？如何优化（极高频|适合讲项目）

29.为什么开关电源的电感电流通常设计为锯齿波或三角波（中频|需深度思考）

30.在多路输出电源中，如何解决交叉调整率（CrossRegulation）问题（中频|网友分享）

31.什么是啸叫？电源电感或电容啸叫的原因及解决方法（高频|工程实践）

32.请讲一下你用过的电源控制芯片及其内部架构（高频|适合讲项目）

33.解释一下伏秒平衡（Volt-SecondBalance）原理（基本必考|记住就行）

34.什么是右半平面零点（RHPZ）？它对系统稳定性有什么影响（中频|需深度思考）

35.针对手机或消费电子，快充协议（如PD、QC）了解多少（高频|近两年常问）

36.描述一下Buck电路中上管和下管驱动波形的特点（中频|细节考察）

37.如何进行电源的热设计？散热片如何选取（中频|可详细准备）

38.过压保护（OVP）、过流保护（OCP）、过温保护（OTP）的实现原理（中频|重复度

高）

39.开关电源的开关频率选择依据是什么？频率高低各有什么优缺点（高频|需深度思考）

40.什么是自举电路（BootstrapCircuit）？它的作用是什么（中频|学员分享真题）

41.在反激电源中，变压器的漏感会带来什么问题？如何减小漏感（高频|重点准备）

42.介绍一下你熟悉的磁性材料（如铁氧体、磁粉芯）及其特性（中频|一般重要）

43.示波器探头带宽对电源纹波测试有什么影响（中频|工程实践）

44.电源PCB布线时，模拟地（AGND）和功率地（PGND）怎么处理（极高频|重点准备）

45.什么是负载调整率（LoadRegulation）和线性调整率（LineRegulation）（基本必考|记

住就行）

46.谈谈你对小米产品的电源适配器或充电宝的理解（中频|业务理解）

47.如何计算输出电容的纹波电流有效值（中频|需深度思考）

48.隔离型和非隔离型电源的区别及应用场景（基本必考|一般重要）

49.如果样机测试时发现效率达不到指标，你会从哪些方面排查（高频|适合讲项目）

50.对于大电流输出的DC-DC，Layout时要注意哪些寄生参数的影响（高频|需深度思考）

51.你为什么选择电源工程师这个方向？未来的职业规划是什么（高频|考察软实力）

52.在项目中如果和硬件/结构同事产生分歧，你会怎么处理（中频|考察软实力）

53.你认为一个优秀的电源工程师需要具备哪些核心素质（中频|一般重要）

54.讲一个你最失败的项目经历，以及你学到了什么（高频|考察软实力）

55.面对高强度的项目交付压力，你通常如何调节（中频|考察软实力）

56.为什么想来小米？对我们部门的业务了解吗（高频|近两年常问）

57.你平时通过什么渠道学习最新的电源技术（中频|一般重要）

58.如果让你设计一款支持宽电压输入的电源，你会考虑哪些关键点（中频|需深度思考）

59.现在的氮化镓（GaN）技术相比传统Si器件有什么优势（高频|近两年常问）

60.我问完了，你有什么想问我们的吗？（面试收尾题）

【小米集团电源工程师】面试题深度解答

Q1：请做一个自我介绍

❌不好的回答示例：

面试官您好，我叫张三，来自某某大学电气工程专业。我在校期间学习成绩还不

错，拿过两次奖学金。我性格比较开朗，平时喜欢打篮球和听音乐。我对电源设计

很有兴趣，大学时候做过几个课程设计，比如做过一个简单的降压电路。我觉得小

米是一家很大的公司，我很向往这里的氛围，希望能有机会加入你们，我会努力工

作的。

为什么这么回答不好：

1.缺乏核心竞争力：内容过于通用，奖学金和爱好无法体现“电源工程师”的专业匹配度，未

能展示解决复杂工程问题的能力。

2.项目经历单薄：仅提到“简单的降压电路”而无具体拓扑、指标或难点描述，让面试官感觉

到技术深度不足，像是一个未经过实战的新手。

3.动机空洞：“向往大公司”和“努力工作”是无效的表决心，没有结合小米的产品线（如手机

快充、IoT设备）来谈个人价值贡献。

高分回答示例：

面试官好，我叫xxx，硕士毕业于xxx大学电力电子专业。我对应聘小米电源工程师

岗位有明确的准备，主要基于我过去3年在开关电源设计领域的积累，这里我从三

个方面介绍自己：

首先是专业技能方面，我从研一开始便深耕DC-DC和AC-DC变换器设计，非常熟

悉Buck、Boost以及LLC谐振拓扑。我能熟练使用Simplis进行环路仿真，并具备4

层板以上的高功率密度PCBLayout经验，特别是在处理高频噪声干扰方面有自己

的一套方法论。

其次是项目实战经验，我曾主导过一款65W氮化镓快充适配器的开发项目。该项目

中，我面临的最大挑战是在极小体积下解决散热与EMI的矛盾。我通过优化变压器

绕组结构减小漏感，并引入有源钳位技术，最终将满载效率提升至93.5%，同时通

过了EN55032的B级辐射标准。这段经历让我对磁性元件设计和安规标准有了深刻

理解。

最后，我长期关注小米在消费电子领域的电源创新，特别是小米在无线充和百瓦级

快充上的突破。我不仅熟悉常规电源开发流程，也对BMS电池管理系统有涉猎。我

希望利用我在高频电力电子方面的技术积累，为小米IoT产品线的电源小型化和高效

率设计贡献力量。

Q2：画出Buck电路的拓扑结构，并详细讲解其工作原理

❌不好的回答示例：

Buck电路就是一个降压电路。它的结构大概是一个开关管、一个二极管、一个电感

和一个电容。工作原理就是，当开关管导通的时候，电流流过电感，给电容充电，

输出电压上升；当开关管关断的时候，电感里的电流不能突变，就通过二极管续

流，给负载供电。通过调节占空比D，就可以控制输出电压，公式是Vout等于Vin乘

以D。

为什么这么回答不好：

1.描述缺乏逻辑颗粒度：虽然大体流程对，但没有结合“伏秒平衡”或“电感充放电方程”来解

释，显得理论基础不够扎实。

2.忽视关键物理过程：未提及开关导通和关断瞬间的电压/电流波形变化（如电感电流纹

波、节点电压跳变），这是工程师排查故障的基础。

3.缺少工程视角：仅仅背诵了课本公式，没有提到实际应用中（如CCM/DCM模式）的区

别，给面试官一种“只会纸上谈兵”的感觉。

高分回答示例：

关于Buck电路，其核心拓扑由输入电容、上管MOSFET、续流二极管（或下管

MOS）、储能电感L和输出电容C组成。我们可以将其工作过程分为两个主要模态

来详细解析，假设电路工作在CCM（连续导通）模式下：

第一阶段是开关管导通（Ton）时期。此时输入电压加在LC滤波器输入端。二

极管反向截止，电感两端的电压为。根据法拉第电磁感应定律

，电感电流以斜率线性上升，电感正在储存磁场能

量，同时电流流向负载并给输出电容充电。

第二阶段是开关管关断（Toff）时期。此时开关节点SW电压被拉低。由于电感电

流不能突变，感应电动势使二极管导通（或同步整流下管导通）进行续流。电感两

端电压变为（忽略二极管压降）。此时电感电流以斜率线性下降，

电感释放之前储存的能量给负载供电。

基于稳态工作时电感两端电压在一个周期内的伏秒积为零（Volt-Second

Balance），我们可以推导出，整理得到传

输函数。

在实际工程设计中，我还特别关注SW节点的振铃问题，这通常是由寄生电感和二

极管结电容谐振引起的，通常需要设计Snubber电路或优化Layout环路来抑制，以

防止EMI超标。

Q3：介绍一下你做的项目中遇到的最大的难点，以及你是如何解决的

❌不好的回答示例：

我印象最深的是做那个100W电源的时候，效率一直提不上去，发热很严重。当时

真的很头疼，老板催得又急。后来我就一直在实验室调，试了很多种方法，换了

MOS管，又重绕了变压器。最后发现是磁芯选小了，换了个大一号的磁芯，发热就

解决了，效率也达标了。这个过程让我觉得坚持就是胜利，只要多尝试总能解决问

题。

为什么这么回答不好：

1.归因模糊：“试了很多方法”是典型的低效工程表现，没有展示出分析问题的思路（如损耗

分析、热成像定位等），显得像在“碰运气”。

2.缺乏数据量化：效率“提不上去”是多少？“发热严重”是多少度？解决后提升了多少？没有

数据支撑的案例毫无说服力。

3.技术含量低：“磁芯选小了”属于设计初期的低级计算错误，将其作为“最大难点”反而暴露

了基础设计能力的不足。

高分回答示例：

在我负责的一款高功率密度适配器项目中，遇到的最大难点是EMI辐射干扰在

30MHz-50MHz频段超标约6dB。当时项目已接近量产，PCB改板空间极小。

我的解决思路分为三步：

首先是源头定位。我使用频谱分析仪配合近场探头进行扫描，发现干扰源主要集中

在副边同步整流MOS管的开关节点。通过示波器观察，发现该节点在关断瞬间存在

高达80V的高频振铃，频率正好对应超标频段。计算分析后，确认为MOS管寄生电

容与变压器漏感形成了LC谐振。

其次是方案验证。考虑到不能改板，我排除了重新Layout这一选项。我尝试了两种

方案：一是在MOS管两端并联RC吸收电路（Snubber），二是在栅极增加驱动电

阻。经过Simplis仿真和实测对比，增加驱动电阻会严重恶化效率，而RC吸收虽然

会带来约0.3W的额外损耗，但能有效抑制振铃峰值。

最后是参数优化与权衡。为了在EMI合规和效率之间找到平衡点，我并没有直接套

用经验值，而是通过计算谐振阻抗，选取了特征阻抗匹配的电阻值，并微调电容容

量。最终，我将振铃幅度降低了40%，EMI测试余量达到了3dB以上，虽然整体效

率牺牲了0.2%，但成功保证了项目按时交付。这个案例让我深刻体会到，电源设计

本质上是各参数间的权衡艺术。

Q4：说明CCM（连续导通模式）和DCM（断续导通模式）的区别及判断条件

❌不好的回答示例：

CCM就是连续模式，DCM是断续模式。区别就是CCM的电感电流一直有，不会

断；DCM的电流中间会断开，变成零。一般来说负载比较大的时候是CCM，负载

小的时候就变成DCM了。判断条件就是看电感量大不大，或者看负载电流是不是太

小了。设计的时候通常都是设计在CCM模式下的。

为什么这么回答不好：

1.表述过于口语化：缺乏专业术语，仅仅描述了表面现象，没有涉及传递函数、增益变化

等深层原理。

2.判断条件不精准：仅仅说“负载大小”是不够的，没有给出具体的临界电感计算公式或纹波

率（RippleRatio）的概念。

3.思维局限：认为“通常设计在CCM”是片面的，实际上反激等拓扑经常设计在DCM或QR

模式，这种说法暴露了知识面的狭窄。

高分回答示例：

CCM和DCM的主要区别在于开关周期内电感电流是否会降至零并保持一段时间。

这两种模式在传递函数、环路特性及器件应力上有显著不同。

1.物理现象与波形：

CCM：电感电流在开关管导通瞬间不为零，电流波形呈梯形。二极管反向恢复损耗较

大。

DCM：电感电流在周期结束前已降至零，电流波形呈三角形。DCM下二极管自然关

断，无反向恢复问题，但峰值电流较大，导通损耗高。

2.传递函数差异：

CCM下，Buck电路的电压增益，与负载电流无关，系统呈现二阶特性。

DCM下，电压增益变为非线性函数，与负载电流、电感量和频率均有关，且系统

在一阶极点处表现更像一阶系统，这直接影响环路补偿的设计。

3.判断条件与临界点（BCM）：

判断依据是比较平均负载电流()与电感纹波电流的一半()。

当时，工作在CCM。

当时，进入DCM。

临界电感量计算公式为：。在实际设计中，我们通常根据应用

场景（如是否需要高轻载效率）来决定选择哪种模式，例如在小功率反激中，

DCM往往因其控制简单且无二极管反向恢复而被优先采用。

Q5：环路稳定性中，相位裕度和增益裕度的物理意义及推荐值是多少

❌不好的回答示例：

环路稳定性就是看电源会不会震荡。相位裕度一般要大于45度，增益裕度要大于

10dB。如果这两个值不够，电源就会不稳定，输出电压会乱跳或者啸叫。我们在设

计的时候要画伯德图来看这两个值，如果不行就调一下补偿网络，改改电阻电容的

值，直到满足这两个条件为止。

为什么这么回答不好：

1.知其然不知其所以然：只是背诵了教科书上的推荐值，没有解释这些值代表的物理意义

（如系统对参数变化的容忍度）。

2.缺乏瞬态响应的关联：没能将相位裕度与时域上的“超调量”和“调节时间”联系起来，这是

电源动态性能的关键。

3.调试方法单一：仅提到“改电阻电容”，没有具体说明是调节零点还是极点，以及如何通过

TypeII或TypeIII补偿器来针对性优化。

高分回答示例：

环路稳定性是评价开关电源在受到扰动（如负载突变）后能否恢复稳态的关键指

标。

1.物理意义：

相位裕度(PhaseMargin,PM)：是指在环路开环增益为0dB（穿越频率）处的相

位，与-180°之间的差值。物理上，它反映了系统的阻尼特性。PM越小，系统阶跃响

应的超调量越大，振铃越严重；PM越大，系统反应越慢但越稳。

增益裕度(GainMargin,GM)：是指在相位达到-180°频率处的增益衰减量（通常取负

值或正dB值）。它反映了系统在变成振荡器之前，增益还能增加多少倍，代表了系统

对器件老化、温漂等参数变化的容忍度。

2.推荐值与工程折中：

相位裕度：工业界通常推荐45°~60°。45°是最低底线，对应约1.3倍的过冲；60°通

常被认为是最佳折中点，既保证了快速的动态响应，又没有明显的振铃。

增益裕度：一般要求>10dB。这保证了即使批量生产中元器件参数离散，系统也不

会因为增益变化而失稳。

3.设计考量：

在小米这样的消费电子应用中，由于CPU/GPU负载跳变极快，我们有时会为了

追求极高的动态响应速度（带宽），而将相位裕度设计在45°左右，但这必须配

合严格的蒙特卡洛分析，确保在全温全压范围内系统不发生振荡。

Q6：请画出Boost电路的拓扑结构及关键节点的波形图

❌不好的回答示例：

Boost是升压电路。结构就是电感在最前面，然后是开关管对地，后面是二极管和

电容。波形的话，开关管导通的时候电感电流上升，关断的时候电流下降。输出电

压是平直的直流电，但会有一些纹波。开关节点的电压是方波，高电平就是输出电

压，低电平是0。

为什么这么回答不好：

1.描述缺乏空间感：文字描述电路结构容易产生歧义，特别是“电感在最前面”这种非专业表

述。

2.波形细节缺失：忽略了DCM和CCM模式下波形的区别，也未提及二极管反向恢复带来的

尖峰。

3.关键关系未点明：没有说明在关断期间实际上是，且忽略了电感电流纹

波率对电路应力的影响。

高分回答示例：

Boost电路（升压斩波器）的拓扑结构为：输入电源串联电感，电感后级连接

开关管（对地）和二极管（串联），二极管后接输出电容和负载。

关键节点波形分析（以CCM模式为例）：

1.电感电流()：

导通时：电感两端电压为，电流以斜率线性上升，此时电感储能。

关断时：电感极性反转，两端电压为（负值），电流以斜率

线性下降，能量释放给输出。

特点：输入电流是连续的，但带有三角波纹波，这对前级滤波要求较低。

2.开关节点电压(或)：

导通时：（忽略导通压降）。

关断时：（二极管压降）。

注意：这里的电压应力是而非，这是选型MOS管的关键依据。

3.二极管电流()：

呈脉冲状。仅在关断期间有电流流过，这意味着输出电容必须承受极大的纹波电流

有效值（RMS），这也是Boost电路设计中输出电容选型的难点所在。

Q7：LDO（低压差线性稳压器）和DC-DC开关电源的区别及选型依据

❌不好的回答示例：

LDO比较简单，只有三个脚，外围元件少，便宜，但是效率低，发热大。DC-DC

效率高，不怎么发热，但是电路复杂，有电感电容，成本高，纹波也大。选型的时

候，如果压差不大电流小就用LDO，压差大电流大就用DC-DC。比如5V转3.3V可

以用LDO，12V转3.3V就得用DC-DC了。

为什么这么回答不好：

1.对比维度单一：仅关注了效率和成本，忽略了噪声（PSRR）、瞬态响应、板级空间等

关键指标。

2.定性不定量：“压差不大”是多少？“电流大”是多少？缺乏工程上的量化标准（如0.5W功耗

界限）。

3.技术理解浅：没解释LDO为什么效率低（工作在放大区相当于可变电阻），也没提到

LDO在射频/模拟电路供电中的不可替代性。

高分回答示例：

LDO和DC-DC是电源管理中的两把利剑，它们的本质区别在于工作原理和应用场

景：

1.工作原理与效率：

LDO：调整管工作在放大区，相当于一个自适应的可变电阻分压。其效率

。当压差大时，多余的功率全部转化为热量耗散，只适合小压差、小电

流场景。

DC-DC：利用开关管的高频斩波和储能元件（L、C）进行能量转换。理论效率可达

100%，实际通常在85%-95%之间，且能实现升压、降压、反压等多种变换。

2.噪声与响应：

LDO：无开关噪声，具有极高的电源抑制比（PSRR），输出纹波极低（级

别），瞬态响应极快。

DC-DC：存在开关纹波和EMI干扰，通常需要后级滤波。

3.选型依据（以手机设计为例）：

首选LDO的场景：给对噪声敏感的模拟/射频电路供电（如PLL、ADC、Camera

AnalogPower）；或者压差极小（如1.8V转1.5V）且电流不大时，LDO的成本和体积

优势明显。

首选DC-DC的场景：核心供电（如CPU/GPU，电流几十安培），必须用多相Buck；

或者压差大（如12V转3.3V），此时用LDO会导致严重发热。

混合使用：在需要通过EMI测试且对噪声敏感的场合，常用“DC-DC降压+LDO稳

压”的二级架构，兼顾效率与噪声。

Q8：什么是米勒效应？它是如何产生的？在电源设计中如何消除或利用

❌不好的回答示例：

米勒效应就是MOS管那个Cgd电容引起的。在开关的时候，它会让电压波形上出现

一个平台，叫米勒平台。这个平台会让开关速度变慢，损耗变大。产生原因就是电

容两端电压变化，把电流反馈回来了。消除的话，就是加大驱动电流，或者用好一

点的MOS管。利用的话，好像一般都是要消除它，没怎么听说要利用它的。

为什么这么回答不好：

1.原理表述不清：没点出核心机制——电压放大作用使得等效输入电容成倍增加。

2.影响分析片面：只说了损耗变大，没提到米勒效应可能导致的误导通（dv/dt误触发）这

一严重可靠性问题。

3.忽视正面价值：实际上米勒效应限制了di/dt和dv/dt，在EMI优化中是有意被利用来减缓开

关速度、降低辐射的。

高分回答示例：

米勒效应是指在反相放大电路中，输入输出之间的分布电容（MOSFET中的或

BJT中的）被等效放大到输入端的现象。

1.产生机理与米勒平台：

在MOSFET开启过程中，当上升超过阈值电压，漏极电流开始流动，开始

下降。此时，两端的电压迅速变化（从变到0），这需要驱动电路提供巨大

的充电电流。这导致驱动电流主要用于给充电，而非提升

，从而在栅极波形上形成一段平坦的区域，即米勒平台。

2.负面影响与消除：

开关损耗：米勒平台延长了电压电流交叠的时间，显著增加了开关损耗。

误导通风险：在桥式电路中，互补管快速开通产生的高会通过耦合到关断管

的栅极，可能导致直通炸机。

消除/缓解：选用（即Crss）较小的MOS管；使用强电流驱动（图腾柱或专用

DriverIC）；在栅极增加负压关断或米勒钳位（MillerClamp）电路。

3.正面利用（EMI优化）：

并不是所有时候都要消除米勒效应。在EMI整改中，我们有时会故意增大栅极电

阻，延长米勒平台时间，从而降低开关节点的和，虽然牺牲了少许

效率，但能有效抑制高频噪声辐射，这是平衡效率与EMI的常用手段。

Q9：详细讲解反激变换器（Flyback）的工作原理及RCD吸收电路的作用

❌不好的回答示例：

反激变换器就是带变压器的Buck-Boost。开关管开的时候，变压器存能量；关的时

候，能量传到副边去。因为它结构简单，成本低，所以小功率电源用得特别多。

RCD吸收电路就是由电阻、电容、二极管组成的，接在变压器初级。它的作用是保

护MOS管，防止电压太高把管子击穿。因为变压器有漏感，关断的时候会有尖峰，

RCD就是把这个尖峰吸收掉。

为什么这么回答不好：

1.细节缺失：没提到反激变压器本质是“耦合电感”，且必须有气隙（AirGap）来防止磁饱

和。

2.RCD原理解析浅：没解释电容钳位电压是如何建立的，以及电阻R在其中消耗能量的角

色。

3.工程盲点：没提到RCD对效率的影响，以及如何权衡钳位电压与MOS管耐压的关系。

高分回答示例：

反激变换器（Flyback）本质上是一个隔离型的Buck-Boost变换器，其变压器实际

上是一个双绕组耦合电感。

1.工作原理：

Ton阶段：原边MOS管导通，输入电压加在原边绕组，电流线性上升，磁芯储存能

量。此时副边二极管因感应电压反向而截止，负载由输出电容供电。

Toff阶段：MOS管关断，原边电流切断。根据楞次定律，绕组极性反转，副边二极管

导通，磁芯中储存的能量传递到副边，给电容充电并供给负载。

关键点：反激变压器通常需要磨气隙（AirGap）以提高直流偏置下的抗饱和能力。

2.RCD吸收电路（Snubber）的作用：

在MOS管关断瞬间，由于变压器存在漏感（LeakageInductance），漏感能量

无法传递到副边，这部分能量会与MOS管输出电容发生高频谐振，产生极高的电

压尖峰（），叠加在之上，极易击穿MOS管。

工作机制：当MOS关断，漏极电压升高超过时，吸收二极管导通，漏感电

流给电容C充电，将电压钳位。当MOS导通或振荡回落时，电容C通过电阻R放电，将

漏感能量以热能形式消耗掉。

设计权衡：钳位电压设得越低，MOS管越安全，但漏感电流衰减越快，电阻R上的损

耗越大，效率越低。通常我们将MOS管的电压应力控制在耐压值的80%-90%之间。

Q10：电感饱和会有什么现象？在设计中如何避免电感饱和

❌不好的回答示例：

电感饱和就是电流太大了，磁芯装不下了。现象就是电感会很烫，甚至烧坏。然后

输出电压可能稳不住，纹波变大。在示波器上看，电流波形会突然变大。避免的方

法就是选个大点的电感，或者选饱和电流大一点的磁芯。计算的时候留点余量，不

要让电流超过规格书里的Isat值。

为什么这么回答不好：

1.现象描述不专业：“突然变大”不够具体，应描述为斜率（di/dt）急剧上升。

2.后果认识不足：电感饱和最直接的后果往往不是电感烧坏（那是热积累），而是因为电

流飙升导致MOS管过流炸机。

3.设计方法单一：仅仅说“选大一点”，没有涉及到具体的计算或气隙调整等深层设计

手段。

高分回答示例：

电感饱和是指磁性材料的磁感应强度达到其物理极限，磁导率急剧下降（接近空

气磁导率）的现象。

1.饱和现象：

波形畸变：在示波器上观察电感电流，正常应该是线性的三角波或锯齿波。一旦饱

和，电流斜率会瞬间急剧增大（因为L剧减），波形呈现向上弯曲的尖

刺状。

器件损坏：这种瞬间的电流尖峰往往远超MOS管的额定电流或电流采样电阻的量程，

极易导致MOS管过流击穿或控制器误触发OCP保护。

热失控：饱和导致磁滞损耗和铜损激增，电感温度迅速升高，而高温又会进一步降低

饱和磁通密度，形成正反馈，最终烧毁器件。

2.设计中的避免策略：

严格计算：根据公式，确保最大工作点下的磁通密度低于材质

的饱和磁通（如铁氧体通常在0.3T左右），并预留20%-30%的余量（考虑到高温下

会下降）。

关注Isat指标：选型时，必须保证电感的饱和电流（通常定义为电感量下降30%

时的电流）大于电路的峰值电流（包含直流分量+交流纹波的一半）。

增加气隙（AirGap）：在反激变压器或PFC电感设计中，通过增加气隙可以降低有

效磁导率，从而显著提高抗饱和能力，这是防止直流偏置饱和最有效的手段。

Q11：MOSFET的开关损耗和导通损耗怎么计算

❌不好的回答示例：

MOS管的损耗主要就是两部分。导通损耗好算，就是。电流平方乘以导通电阻

Rds(on)。开关损耗比较复杂，是开关过程中产生的，因为电压和电流有重叠。计

算公式好像是电压乘以电流再乘以开关时间，还要乘以频率。反正频率越高，开关

损耗越大。我们在选型的时候，尽量选Rds(on)小的，开关速度快的管子。

为什么这么回答不好：

1.公式表述模糊：对开关损耗的计算公式缺乏准确性，没有区分开通损耗和关断损耗，也

忽略了系数（如1/2或更复杂的积分近似）。

2.忽视关键参数变化：是随温度变化的（高温下可能增加50%-100%），简单的

如果不考虑温度系数会导致严重的热设计失误。

3.缺乏驱动损耗：也就是的充放电损耗（），在高频应用中这部分不可忽略。

高分回答示例：

MOSFET的损耗主要由导通损耗、开关损耗和驱动损耗三部分组成，精确计算对热

设计至关重要。

1.导通损耗()：

注意点：必须使用电流的有效值()而非平均值。同时，具有正温度系

数，计算时应取结温（如100°C）下的阻值，通常是数据手册标称值（25°C）的1.5

倍左右。

2.开关损耗()：

发生在开通和关断的过渡过程，电压与电流存在交叠区。

注意点：和是电压电流交叠的等效时间，受栅极驱动电阻、栅极电荷

等参数影响。对于硬开关拓扑，这往往是高频下的主导损耗；对于软开关（如

ZVS），这部分损耗几乎为零。

3.驱动损耗()和输出电容损耗()：

：这是驱动IC消耗的功率。

：在硬开关开通瞬间，寄生电容能量被释放到通道电

阻中发热。

总结：低频应用重在降低（导通损耗），高频应用重在降低和（开关

损耗）。

Q12：解释一下电源中的纹波（Ripple）和噪声（Noise），以及如何测试它们

❌不好的回答示例：

纹波就是输出电压上的波动，一般是低频的，和开关频率一样。噪声是高频的尖

刺，看起来很乱。测试的时候就用示波器探头点在输出电容上测。要注意把探头上

的夹子去掉，用接地弹簧，不然测出来的噪声会很大，不准确。还有就是示波器带

宽要限制一下，不然干扰太多。

为什么这么回答不好：

1.定义不严谨：没说明纹波来源于电容充放电，噪声来源于开关瞬态和寄生参数谐振。

2.测试方法细节缺失：仅提到“接地弹簧”，没提到探头倍率、耦合方式（ACCoupling）、

带宽限制的具体数值（通常20MHz）。

3.缺乏位置意识：没强调测试点必须紧靠输出电容（PointofLoad），长引线会引入巨大

的空间辐射干扰。

高分回答示例：

纹波和噪声是衡量电源输出质量的两个不同维度的指标。

1.定义区别：

纹波(Ripple)：是与开关频率同频的周期性电压波动。它主要是由输出电容的ESR

（等效串联电阻）和ESL（等效串联电感）以及电容本身的充放电引起的。呈现为三

角波或正弦波。

噪声(Noise)：是叠加在纹波上的高频尖峰（Spike）。它主要由开关管开通/关断瞬

间的寄生参数（如变压器漏感、PCB走线电感、二极管反向恢复）谐振产生，频率通

常在MHz甚至GHz级别。

2.标准测试方法（“纹波测试铁律”）：

探头处理：严禁使用鳄鱼夹接地线（会形成大环路天线吸收辐射），必须使用接地弹

簧（GroundSpring）或同轴电缆直连，以最小化环路面积。

示波器设置：

耦合方式：选择AC耦合，挡位调至小量程（如20mV/div）以观察细节。

带宽限制：工业标准通常开启20MHz带宽限制，以滤除示波器本身的高频底噪和

非电源产生的辐射干扰（除非是为了分析高频EMI）。

测试位置：探头应直接并联在输出端的最后一个陶瓷电容两端。

在小米的测试规范中，我们还会关注全带宽下的峰峰值，因为某些高频噪声虽然能

量小，但足以干扰敏感的射频模块（如GPS/Wi-Fi），这时可能需要使用500MHz

以上的带宽进行专项分析。

Q13：在PCBLayout中，电源部分的功率环路（PowerLoop）应该注意什么

❌不好的回答示例：

PCB画电源的时候，线要粗，因为电流大。然后地线要铺铜，散热好。功率环路就

是输入电容、开关管、电感那个圈，要尽量小一点。如果环路太大，会有干扰。还

有就是模拟地和数字地要分开，不要混在一起。过孔多打几个，减少阻抗。

为什么这么回答不好：

1.泛泛而谈：“线要粗”、“环路要小”是正确的废话，没有指出具体的“高di/dt回路”是哪一部

分。

2.概念混淆：没区分输入环路（Buck中的关键高频环路）和输出环路的重要性差异。

3.缺乏机理解释：为什么环路要小？是因为寄生电感会导致的电压

尖峰和辐射，这才是Layout的核心逻辑。

高分回答示例：

电源PCBLayout的核心原则是最小化高频变化电流（Highdi/dt）的环路面积。

这对EMI和效率至关重要。

1.识别关键环路：

不同的拓扑，关键环路不同。

Buck电路：关键是输入环路（输入电容->上管->下管/二极管->地）。这部分电

流是断续的梯形波，含有极其丰富的高频分量，必须具有最小的物理包围面积。

Boost电路：关键是输出环路（输出电容->二极管->开关管->地）。

2.具体Layout操作：

电容靠近：输入高频陶瓷电容必须紧挨着MOS管的D极和S极放置。如果是Buck，电

容地端要直接打入功率地层，路径越短越好。

同层走线：尽量在同一层完成功率环路的闭合，避免通过过孔（Via）传输高频脉冲

电流，因为每个过孔都有约1nH的寄生电感，会增加振铃。

SW节点处理：开关节点（SW/LL）是强电压跳变源（Highdv/dt），虽然要通大电

流，但铜皮面积不能无限大，否则会像天线一样向外辐射噪声。应在满足通流和散热

的前提下，尽量减小SW铜皮面积。

3.地层参考：

功率环路下方最好有完整的地平面（GroundPlane）做镜像回流，利用镜像电

流抵消磁通，这是降低EMI辐射最有效的手段之一。

Q14：运算放大器的“虚短”和“虚断”是什么概念，在电源反馈中如何应用

❌不好的回答示例：

虚短就是两个输入端电压相等，虚断就是两个输入端电流为零。这在运放线性区的

时候才成立。在电源反馈里，比如误差放大器，我们用这个原理来设计补偿电路。

把输出电压分压后接到运放负端，基准电压接正端，运放就会调节输出，让这两个

电压相等，这样输出电压就稳了。

为什么这么回答不好：

1.过于教科书：仅复述了定义，没有结合电源环路的实际电路（如TypeII/III补偿器）进行深

入分析。

2.忽略前提：虚短虚断成立的前提是深度负反馈。如果环路开路或饱和，这两个概念就不

适用了，这在电源启动或过载时很常见。

3.应用描述浅：没提到如何利用这两个概念计算极点和零点频率，这才是工程师的日常工

作。

高分回答示例：

“虚短”和“虚断”是分析工作在线性区且具有深度负反馈的运算放大器的两个基本法

则。

1.概念解析：

虚短(VirtualShort)：由于运放开环增益无穷大，为了保持有限输出，同相端和反相

端的电位必须无限接近，即。

虚断(VirtualOpen)：由于运放输入阻抗无穷大，流入输入端的电流几乎为零，即

。

2.在电源反馈（误差放大器）中的应用：

在开关电源的电压模式控制中，误差放大器（ErrorAmplifier,EA）通常配置为

TypeII或TypeIII补偿网络。

稳态工作点：利用“虚短”，EA会将反馈引脚（FB）的电压强制钳位在基准电压（

）上。例如，若，通过分压电阻设定，输出电压就被锁定在

。

动态补偿计算：利用“虚断”，我们可以认为流过反馈阻容网络的电流完全流向输出

端。结合虚短（FB点为交流地），我们可以轻松列出基尔霍夫方程，推导出补偿网络

的传递函数，从而精确计算零点和极点的位置（例如），以整定环路的相

位裕度和带宽。

Q15：什么是软启动？为什么要设计软启动电路

❌不好的回答示例：

软启动就是让电源慢慢启动，不要一下子起来。因为如果一下起来，电流会很大，

可能会把保险丝烧断，或者把前面的电源拉死。设计软启动就是给一个电容充电，

让基准电压慢慢变大。这样输出电压也就慢慢变大，保护电路。

为什么这么回答不好：

1.表述不专业：“一下起来”、“拉死”等词汇过于口语化。

2.物理机制未深究：没解释清楚为什么启动瞬间电流会大（输出电容相当于短路），也没

提到浪涌电流（InrushCurrent）的具体危害。

3.覆盖面窄：只提到了限制电流，没提到软启动对防止输出电压过冲（Overshoot）和环路

建立过程稳定性的作用。

高分回答示例：

软启动（SoftStart,SS）是指在电源上电初期，强制输出电压按预设斜率缓慢上

升，而非阶跃式建立的过程。

1.设计目的（为什么要软启动）：

抑制浪涌电流(InrushCurrent)：根据，如果输出电压瞬间建立（

无穷大），输出电容将吸收巨大的充电电流。这不仅可能烧毁保险丝、击穿整

流桥，还可能拉低输入母线电压，导致前级设备掉电。

防止输出过冲(Overshoot)：启动瞬间，闭环系统尚未建立稳态，误差放大器可能处

于饱和状态。如果没有软启动，PID调节可能导致严重的超调，损坏后级敏感负载。

2.实现原理：

通常在控制芯片内部或外部有一个SS引脚，连接一个电容。上电时，恒流源给

SS电容充电，电压线性上升。

PWM比较器逻辑：误差放大器的参考电压（或占空比限制）会被SS电压钳位。即

。

随着SS电压逐渐超过内部基准，控制权才移交给内部基准，环路进入正常闭环调节状

态。

在设计小米的大功率充电器时，我们还会根据电网的负载特性，精细调整软启动时

间（通常在几毫秒到几十毫秒），以满足安规对启动冲击电流的限制。

Q16：LLC谐振变换器的工作原理是什么？什么是ZVS和ZCS

❌不好的回答示例：

LLC就是有两个电感一个电容谐振。它效率很高，因为它可以实现软开关。ZVS是

零电压开关，ZCS是零电流开关。LLC可以让MOS管在电压为0的时候开通，损耗

就很小。它一般用在功率比较大的地方，比如几百瓦的电源。工作原理就是频率变

的时候，增益也变，通过调频率来稳压。

为什么这么回答不好：

1.原理简陋：没提到励磁电感参与谐振的关键过程，也没区分两个谐振频率和。

2.ZVS/ZCS机制不明：没解释清楚是如何利用感性电流给寄生电容放电来实现ZVS的。

3.缺乏区域概念：没提到LLC的三个工作区（容性区、感性区），以及为何必须避免进入

容性区（会导致MOS管硬开关炸机）。

高分回答示例：

LLC谐振变换器是一种通过频率调制（PFM）来调节输出电压的软开关拓扑，由谐

振电感、励磁电感和谐振电容组成。

1.工作原理：

LLC有两个谐振频率：串联谐振频率和电感谐振频率

。

通过调节开关频率，改变谐振槽路的阻抗分压比，从而调节增益。

当时（通常设计在此区域），变压器励磁电流参与谐振，帮助实现原边MOS管

的ZVS。

2.软开关概念：

ZVS(ZeroVoltageSwitching)：在MOS管导通之前，利用电感电流将MOS管的寄

生电容抽干，使降为0，此时体二极管导通钳位，随后MOS管开通。这消除了

开通损耗和放电损耗，是高频高压电源（如300W以上适配器）效率提升的关键。

ZCS(ZeroCurrentSwitching)：在开关管（或二极管）关断时，电流自然过零。

LLC的副边整流二极管天然工作在ZCS状态（当时），消除了反向恢复损耗。

3.设计警示：

设计LLC时必须保证工作在感性区（电压超前电流）。若进入容性区（电流超前

电压），电流反向流动，MOS管开通时体二极管还未恢复，会导致严重的硬开关

和反向恢复电流，极易炸机。

Q17：二极管的反向恢复时间（Trr）对开关电源有什么影响

❌不好的回答示例：

反向恢复时间就是二极管从导通变到截止需要的时间。如果这个时间太长，二极管

关不断，会有反向电流流过。这会增加损耗，让二极管发热。在开关电源里，我们

要选Trr小的管子，比如快恢复二极管或者肖特基二极管。特别是在频率高的时候，

Trr影响更大。

为什么这么回答不好：

1.影响描述单一：只提到了二极管发热，忽略了反向恢复电流对主开关管的致命冲击

（Turn-onLoss激增）。

2.缺乏EMI视角：反向恢复电流的突然截断（Snap-off）会产生极高的，是电源EMI

辐射的主要源头之一，这点未提及。

3.选型逻辑不全：没提到在什么拓扑（如CCM模式Buck）下Trr是致命的，而在某些情况

（如ZCS）下则不重要。

高分回答示例：

二极管的反向恢复时间（）是指二极管从正向导通转为反向阻断过程中，PN结

中存储的少子被抽取或复合所需的时间。它对开关电源有三重严重影响：

1.增加开关管的开通损耗：

在CCM模式的Buck或Boost电路中，当开关管开通瞬间，二极管尚未恢复阻断

能力，表现为短路。此时，电源电压直接加在“导通的开关管+短路的二极管”回

路上，产生巨大的反向恢复电流()。这个电流叠加在负载电流上，流过开关

管，导致开关管的开通损耗（Turn-onLoss）成倍增加。

2.EMI噪声源：

反向恢复电流达到峰值后会迅速回落（Snap-off），产生极高的。结合回

路寄生电感，会产生高频振铃电压。这个振铃频率极高（几十

MHz），是传导和辐射测试中最难解决的噪声源之一。

3.效率与热：

过程本身就是一种损耗（），导致二极管严重发热。

应对策略：在高压应用中，优先使用超快恢复二极管（Ultra-FastRecovery）；

在对效率要求极高的场合（如小米的快充），我们会采用SiC二极管（几乎无反向

恢复）或同步整流（用MOSFET代替二极管）来彻底解决这一问题。

Q18：如何解决电源设计中的EMI（电磁干扰）问题？有哪些常见整改手段

❌不好的回答示例：

EMI问题很麻烦，一般测试不过就要整改。常见的方法就是加滤波器，比如在输入

端加共模电感和X电容、Y电容。如果辐射不过，就在线上套磁环，或者用屏蔽罩把

电源包起来。还有就是改Layout，地线画好一点。如果还不行，就调一下驱动电

阻，把开关速度变慢一点，波形不要那么陡，这样干扰就小了。

为什么这么回答不好：

1.缺乏系统性：只是罗列了手段，没有按照“源头抑制、路径切断、受体保护”的逻辑分类。

2.机理不清：没解释共模（CM）和差模（DM）噪声的区别及对应策。比如X电容滤差

模，Y电容滤共模，不能混淆。

3.手段初级：“套磁环”是事后补救的笨办法，不是设计阶段的优选。忽略了抖频

（FrequencyJittering）等现代IC的标配技术。

高分回答示例：

解决EMI问题需要从源头（Source）、耦合路径（Path）、接收端（Receiver）

**三个维度入手，且必须区分**传导干扰（低频）和辐射干扰（高频）。

1.源头抑制（最有效）：

减缓开关边沿：增大MOS管的栅极驱动电阻，或者在开关节点加Snubber（RC吸

收），降低和，但这会牺牲效率，需权衡。

减小高频环路：优化PCBLayout，死死扣住Buck输入环路或Boost输出环路的面积，

减小天线效应。

抖频技术(FrequencyJittering)：选用带抖频功能的控制IC，将能量分散到一定带宽

内，降低单频点的峰值（准峰值测试QP极有效）。

2.路径切断（滤波）：

差模滤波：使用型滤波器（CLC），增加X电容。

共模滤波：使用共模电感（CMC）和Y电容。Y电容连接输入线与大地，为共模噪声

提供低阻抗回流路径。注意Y电容漏电流受安规限制。

3.屏蔽与接地：

法拉第屏蔽：在变压器初次级之间增加屏蔽铜箔，切断共模噪声通过变压器寄生电容

耦合到副边的路径。

金属屏蔽罩：针对高频辐射，将敏感电路或噪声源用金属罩屏蔽。

在实际项目中，我通常会先通过频段分析（如30MHz-50MHz通常是MOS管振铃，

100MHz以上通常是二极管反向恢复）来定位源头，精准下药，而不是盲目加器

件。

Q19：介绍一下带隙基准（BandgapReference）的原理

❌不好的回答示例：

带隙基准就是产生一个不受温度影响的电压。它的原理是利用三极管的Vbe电压是

负温度系数，然后还有一个正温度系数的电压，把它们加起来，温度系数就抵消

了，变成0了。这个电压大概是1.25V左右，和硅的能隙差不多。它是电源芯片内部

最重要的参考电压。

为什么这么回答不好：

1.深度不够：虽然说对了正负温度系数抵消，但没具体说明正温度系数电压（）是怎么

产生的（利用两个电流密度不同的BJT的之差）。

2.公式缺失：没有给出核心公式，这是解释Bandgap原理的灵

魂。

3.数值僵化：现在的低压工艺早已实现了Sub-1VBandgap（如0.6V或0.8V），还在死守

1.25V说明对新工艺不了解。

高分回答示例：

带隙基准（BandgapReference）旨在提供一个与电源电压、工艺波动和温度无关

的稳定参考电压。其核心思想是温度补偿。

1.基本原理（正负抵消）：

负温度系数(CTAT)：双极型晶体管（BJT）的基极-发射极电压具有负温度系数，

约为。

正温度系数(PTAT)：利用两个工作在不同电流密度下的BJT，其之差(

)与热电压成正比，具有正温度系数（为玻尔兹曼常

数，为绝对温度）。

2.核心公式：

通过电路将放大倍后与相加，得到基准电压：

调整系数，使得正负温度系数在室温附近相互抵消，从而获得零温度系数

（ZeroTC）的电压。

3.物理意义：

当温度系数为零时，输出电压恰好接近硅在0K时的禁带宽度电压（约

1.205V），这也是“带隙”名称的由来。在现代低压CMOS工艺中，我们通常利用

电流模加法产生低于1V的基准电压，以适配核心电压日益降低的数字电路。

Q20：开关电源中采样电阻（CurrentSenseResistor）的选型注意事项

❌不好的回答示例：

采样电阻就是用来测电流的。选型的时候主要看阻值和功率。阻值要小一点，不然

损耗大。功率要够大，不然会烧掉。比如算出来损耗是0.5W，就选个1W的电阻。

还有就是精度要高一点，用1%的。一般放在MOS管下面或者电感后面。

为什么这么回答不好：

1.参数考虑不全：忽略了最重要的寄生电感（ESL）。在高频开关电源中，采样电阻的

ESL会引入巨大的开关噪声，导致误触发。

2.热设计粗糙：没提到温度系数（TCR）。大电流采样时电阻发热，如果TCR大，阻值漂

移会导致过流保护点偏移。

3.封装影响：没提到封装形式（长边电极vs短边电极）对散热和ESL的影响。

高分回答示例：

采样电阻（CurrentSenseResistor）虽小，却是电流模式控制和OCP保护精度

的基石。选型时需关注以下四个核心维度：

1.阻值与功耗的权衡：

阻值选择需平衡采样信号幅度（信噪比）与损耗。信号太小（如<50mV）易受噪声干

扰，太大则损耗显著()。

注意：必须按电流的有效值(RMS)计算发热，按峰值电流计算采样电压范围。

2.低寄生电感(LowESL)：

在高频开关环境下，电阻的寄生电感会产生的尖峰电压，干扰

控制器采样。

对策：优先选用长边电极（Long-sidetermination）封装或专门的金属合金电阻，避

免使用线绕电阻或普通厚膜电阻。

3.温度系数(TCR)：

采样电阻通常工作温度较高。普通电阻TCR可能达几百ppm，导致高温下阻值变

大，过流保护点提前。

对策：选用低TCR（如<50ppm/°C）的合金电阻，确保全温域下的控制精度。

4.开尔文连接(KelvinConnection)：

在PCBLayout时，采样线必须采用差分走线，直接从电阻焊盘内侧引出（四线

法），避开大电流流过的焊盘区域，以消除焊锡接触电阻和铜箔电阻引入的测量

误差。

Q21：什么是同步整流？相比二极管整流有什么优缺点

❌不好的回答示例：

同步整流就是用MOS管代替二极管进行整流。因为二极管有压降，导通的时候损耗

比较大，特别是肖特基二极管也有0.4V左右的压降。如果输出电流很大，效率就很

低。用了MOS管之后，导通电阻很小，损耗就小了，效率能提高很多。缺点就是

MOS管比二极管贵，而且驱动电路比较复杂，需要专门的控制芯片来控制它的开关

时间，不然容易出问题。

为什么这么回答不好：

1.定量分析缺失：仅定性说了“效率提高”，没有算出具体的损耗差异（vs

），缺乏工程师的数据敏感度。

2.技术难点轻描淡写：只说了“驱动复杂”，没点出核心风险点——死区时间控制不当导致的

倒灌电流或直通炸机。

3.应用场景局限：没提到轻载下的效率问题（Gate驱动损耗占比上升），以及如何处理

DCM模式下的关断策略。

高分回答示例：

同步整流（SynchronousRectification,SR）是利用通态电阻极低的专用功率

MOSFET，来取代传统整流二极管的技术。

1.核心优势（效率质变）：

损耗对比：传统二极管（即使是肖特基）有约0.4V-0.7V的固定压降，损耗

。而SRMOSFET表现为电阻特性，损耗。在

低压大电流应用中（如5V/10A），二极管损耗可能达4W，而SR（假设

）仅为0.2W，效率提升巨大。

热设计收益：极低的损耗意味着散热片体积可以大幅缩小甚至取消，这对于追求极致

体积的小米充电器至关重要。

2.缺点与挑战：

成本与复杂度：需要额外的SR控制器和MOSFET，BOM成本上升。

控制难度（死区与倒灌）：必须精确控制SR管的关断时机。若关断太晚（尤其在

DCM模式下），电感电流反向流过SR管（从输出端倒吸能量），会导致效率恶化甚至

电压飙升；若关断太早，体二极管导通，又会产生反向恢复损耗。

3.应用策略：

在设计中，我们通常采用“自适应关断”技术，通过检测电压在过零点附近迅

速关断MOS。同时，在轻载模式下，为了避免驱动损耗大于导通损耗收益，通常

会禁用同步整流（GreenMode），回退到二极管整流模式。

Q22：伯德图（BodePlot）怎么看？如何通过伯德图判断系统稳定性

❌不好的回答示例：

伯德图就是看增益和相位的图。上面一条线是增益，下面一条线是相位。我们要看

穿越频率，就是增益为0dB的地方。在这个频率点，相位裕度要够大，一般大于45

度。如果相位掉到-180度的时候，增益还大于0dB，那系统就会震荡。我们用网络

分析仪扫一下就能得到这个图。通过这个图可以调整补偿参数，让电源稳定工作。

为什么这么回答不好：

1.逻辑顺序混乱：只是碎片化地蹦出几个术语，没有按照“定义指标-判据-物理意义”的逻辑

展开。

2.忽略带宽意义：只谈了稳定性，没提到穿越频率（带宽）对动态响应速度（Load

Transient）的决定性影响。

3.判据不严谨：没解释清楚为什么是-180度（负反馈变成正反馈），也没提到增益斜率

（-20dB/dec）对稳定性的辅助判断作用。

高分回答示例：

伯德图是频域分析的核心工具，包含幅频特性（Gain）和相频特性（Phase）两条

曲线，用于评估闭环系统的稳定性和动态性能。

1.三个关键判据：

穿越频率（CrossoverFrequency,）：增益曲线穿过0dB线的频率。它代表了系

统的带宽。越高，系统对负载跳变的响应越快，但抗干扰能力变差。通常设计为开

关频率的1/10到1/5。

相位裕度（PhaseMargin,PM）：在处，相位曲线距离-180°还有多少余量。PM

衡量系统的阻尼大小，推荐值45°（临界阻尼，响应快主要）到60°（过阻尼，无振

铃）。

增益裕度（GainMargin,GM）：在相位达到-180°的频率处，增益距离0dB的衰减

量。GM衡量系统参数变化下的稳定性底线，通常要求>10dB。

2.稳定性判断逻辑：

奈奎斯特判据简化版：如果在处，相位滞后未达到180°（即PM>0），且在相位穿

越-180°时增益小于0dB（即GM>0），则系统闭环稳定。

斜率判断：在0dB穿越点附近，增益曲线的斜率最好保持在**-20dB/dec**。如果

是-40dB/dec，意味着有两个极点重合，相位急剧下降，极难保证相位裕度。

3.实战调整：

如果在测试中发现PM不足（如只有30°），表现为阶跃响应有严重振铃。此时我

通常会通过调整补偿网络（如增大TypeII补偿的零点电容），提升处的相位，

或者降低带宽来换取稳定性。

Q23：输入电容和输出电容的ESR（等效串联电阻）对电路有什么影响

❌不好的回答示例：

电容都有ESR，就是里面有个电阻。输入电容的ESR如果太大，发热会很严重，因

为输入端电流纹波大。输出电容的ESR如果大了，输出电压的纹波就会变大，因为

纹波电压等于纹波电流乘以ESR。所以我们都要选ESR小的电容，比如陶瓷电容。

电解电容ESR比较大，一般都要并联几个用。ESR对环路好像也有点影响，会增加

一个零点。

为什么这么回答不好：

1.分析维度单一：主要集中在纹波和发热，对环路稳定性的影响（零点位置）语焉不详。

2.忽略ESL：在高频下，ESL的影响往往比ESR更致命，回答中完全未提及。

3.缺乏辩证思维：认为“都要选ESR小”是片面的。在某些控制模式（如COT）或LDO输出

端，过小的ESR反而会导致系统不稳定，必须人为增加ESR。

高分回答示例：

ESR是电容非理想性的重要参数，对电源的热、纹波及环路特性有决定性影响。

1.输入电容ESR的影响（热与寿命）：

在Buck电路中，输入电容承受巨大的脉冲电流（RMS值约为一半输出电流）。

热耗散：。ESR过大直接导致电容过热，缩短电解电容寿命甚

至爆浆。

输入电压跌落：大ESR会导致开关瞬间输入端电压产生严重毛刺，可能触发控制芯片

的UVLO（欠压锁定）。

2.输出电容ESR的影响（纹波与环路）：

输出纹波：纹波电压（当ESR主导时）。对于低压大电流

CPU供电，必须使用MLCC或POSCAP等超低ESR电容来满足±1%的电压精度。

环路零点（ESRZero）：ESR与电容C形成一个左半平面零点。

负面：高频处的零点会提升增益，可能导致环路无法穿越0dB线，引入高频振荡。

正面：在传统的电压模式控制中，有时利用ESR零点来抵消LC双极点的相移，增

加相位裕度。如果替换为极低ESR的陶瓷电容，反而可能因为缺少这个零点而导致

失稳，需要重新设计补偿网络。

Q24：你了解的常见锂电池充电管理（BMS）策略有哪些（如CC/CV）

❌不好的回答示例：

给锂电池充电主要就是CC和CV模式。CC就是恒流充电，电流不变，电压慢慢升。

等电压到了4.2V，就变成CV模式，恒压充电，电流慢慢变小。等电流小到一定程

度，就充满了，停止充电。还有就是要注意温度，太热了不能充。现在还有快充，

电压电流都很大，但是原理应该差不多，只是分了几个阶段。

为什么这么回答不好：

1.流程缺失：漏掉了至关重要的涓流充电（Pre-charge）阶段，这对过放电电池的恢复至

关重要。

2.参数模糊：“小到一定程度”是非工程语言，应明确为截止电流（如0.05C）。

3.缺乏BMS全局观：仅谈了充电曲线，没提到电芯均衡（Balancing）、SOC估算、JEITA

温度规范等BMS核心功能。

高分回答示例：

锂电池充电策略需要严格遵循电化学特性，标准的充电流程（Profile）通常包含四

个阶段：

1.涓流/预充电（TrickleCharge）：

当电池电压低于阈值（如3.0V）时，电池内部化学活性差。此时必须以小电流

（如0.1C）预充，以恢复钝化层并防止过热。若直接大电流充会损坏电