【《双有源全桥DC-DC变换器的拓扑结构及其移相控制方式分析》3500字】

双有源全桥DC-DC变换器的拓扑结构及其移相控制方式分析目录TOC\o"1-3"\h\u31747双有源全桥DC-DC变换器的拓扑结构及其移相控制方式分析 1299631.1双有源全桥变换器拓扑结构 1269511.2基于双有源全桥变换器的移相控制方式 2179971.3单移相控制方式 3151021.3.1单移相控制工作模态 3201761.3.2单移相控制功率特性 6158981.4小结 81.1双有源全桥变换器拓扑结构双有源全桥DC/DC变换器的拓扑结构如图2-1所示。该拓扑两端均为直流端口，具有对称性，其中所有的功率开关器件都是全控型器件，可实现功率双向流动。图2-1双有源全桥变换器拓扑结构双有源全桥变换器电路结构如图2-1所示，其由两个对称的H桥、一个高频隔离变压器、等效漏感以及输入、输出侧两个直流电容组成。如图所示，设从左到右电流方向为正向，则U1为输入侧电压，C1为输入电容，U2为输出侧电压，C2为输出电容，L为等效漏感，iL为流过漏感的电流，UL为漏感L两端的电压，UP为变压器的原边电压，US为副边电压，其变比为n：1。在分析双有源全桥变换器的运行原理和工作特性之前，首先对变换器做出如下假设[22]：（1）假设变换器工作在稳定状态；（2）假设所有开关管均为理想开关管并反并联一个二极管；（3）假设变压器为理想变压器，忽略励磁电流、涡流损耗等因素对本研究的影响。综上所述，双有源全桥变换器的拓扑结构可以简单等效为图2-2所示[20]。图2-2双有源全桥变换器的等效电路1.2基于双有源全桥变换器的移相控制方式对于双有源全桥变换器的控制，移相控制方式最为普遍。移相控制策略的基本原理为：给变压器原边和副边两侧施加全桥驱动脉冲，通过调节两侧脉冲的相位差，使得电感L的电压和功率发生变化，进而控制了变换器的传输功率。功率由相位超前一侧向滞后一侧传输，传输的大小由变换器原边和副边全桥中电压的幅值和相位差决定[21]。当UP的相位超前于US时，变换器正向传输，反之。移相控制的调制方式通常分为以下几种：（1）单移相控制（SPS）是最简单、最可靠并且应用最广泛的一种方式。SPS控制方式只有一个控制变量为UP和US的移相比D，其控制了功率的流动方向和大小。在此方式下，变压器两侧为占空比50%的互补方波，对角上的开关管动作相同，非对角动作相反。但是，此控制方式会存在部分功率回流，传输效率较低[22]-[23]。（2）扩展移相控制（EPS）是在SPS的基础上改进，增加了桥内移向角，其为对全桥一侧斜对角两只开关管的控制。因此控制变量为两个，分为外移相占空比D1和内移相占空比D2。D1控制了功率的流向和大小，D2减小了功率回流，减小损耗。但由于两侧全桥波形不同，控制方式不同，不同模式下需采用不同的调制波形，控制难度增大[25]-[27]。（3）双重移相控制（DPS）与EPS相似，增加了桥内移相比，同样通过控制D1、D2传输功率。且两侧的桥内移相比相同，结构上和控制上仍保持对称性，控制难度相对较小，传输效率较高，性能较好[28]-[32]。（4）三重移相控制（TPS）控制变量增加为3个，其在变压器两侧的全桥内增加的移相占空比变量分别为D2和D3，其有效减小了功率回流，功率传输效率得到了较大提高。但其方式与SPS、EPS和DPS控制方式相比十分复杂，控制变量之间关系复杂，使得控制系统的计算量很大。王珺教授对三移相调制策略也进行了优化，但是该方法仅适用于轻载条件，无法在重载条件下发挥作用[33]-[34]。（5）PPS控制方式在移相控制的基础上，在变压器上引入PWM控制，控制变量为2种或3种，分为单PWM加移相控制和双PWM加移相控制两种方式。虽然此方式增大了软开关范围，减小了电感电流，损耗大大减小，但其控制方式复杂程度也大大增加，实用性较低[35]-[36]。根据上述基于双有源全桥变化器的移相控制方式的分析，单移相控制是最简单最通用的一种方式，故本次毕业设计采用单移相控制方式。1.3单移相控制方式1.3.1单移相控制工作模态本文对双有源全桥变换器的功率的双向传输进行研究，其需在正反向工作模式间平滑切换。如图2-3所示，为单移相控制方式的波形图。图2-3单移相控制波形如图2-3中，Th表示半开关周期，表示变压器两侧方波相差的移相角，移相占空比为D（2-1）所有开关管上的驱动信号均为占空比50%的方波，其中初级侧和次级侧都为对角开关管驱动信号相同，非对角开关管驱动信号互补的控制规律，即S1和S4，S2和S3，S5和S8，S6和S7驱动信号分别相同，而S1，4和S2，3，S5，8和S6，7驱动信号分别相反，且初级侧S1，4和次级侧S5，8的驱动脉冲之间存在一定的相位差，使得电感L的电压不同，从而控制功率传输的大小和方向：（1）当D>0时，即开关管S1，4的驱动信号超前S5，8，功率从初级侧传向次级侧，代表功率正向传输；（2）当D<0时，即开关管S1，4的驱动信号滞后S5，8，功率从次级侧传向初级侧，代表功率反向传输[37]。功率传输的大小由的大小所决定。在SPS控制方式下，双有源全桥DC/DC变换器正向和反向工作规律相似，本文均以正向工作模式为例来进行分析。根据上述分析和图2-3的控制波形，将其划分为6个区间来进行分析，如图2-4所示。（a）t0-t1时间段（b）t1-t2时间段（c）t2-t3时间段（d）t3-t4时间段（e）t4-t5时间段（f）t5-t6时间段图2-4SPS控制下双有源全桥变换器的6个工作模态（1）工作模态1：t0-t1时间段，对应图2-4（a）。在t0时刻，iL达到负向最大值，开关管S1，4从关断变为导通状态，S2，3从导通变为关断状态，S6，7仍为导通状态，S5，8仍为关断状态，电流通路为初级侧D1，4和次级侧D6，7，电感L给U1、U2侧同时放电，iL为负值，并且快速增大。此模态下iL可表示为：（2-2）（2）工作模态2：t1-t2时间段，对应图2-4（b）。在t1时刻，iL减小到零，开关管S1，4和S6，7仍为导通状态，S2，3和S5，8仍为关断状态，电流通路为S1，4和S6，7，U1、U2侧同时给电感L充电，iL为正向并且不断快速增大。此模态下iL可表示为：（2-3）（3）工作模态3：t2-t3时间段，对应图2-4（c）。在t2时刻，iL为正值，开关管S5，8从关断变为导通状态，S6，7从导通变为关断状态，S1，4仍为导通状态，S2，3仍为关断状态，电流通路为初级侧S1，4和次级侧D5，8，U1侧给电感L充电同时给U2侧放电，设U1＞nU2，iL为正向电流且缓慢增大。此模态下iL可表示为：（2-4）（4）工作模态4：t3-t4时间段，对应图2-4（d）。在t3时刻，iL为正向最大值，开关管S1，4从导通变为关断状态，S2，3从关断变为导通状态，S6，7仍为关断状态，S5，8仍为导通状态，电流通路为初级侧D2，3和次级侧D5，8，电感L给U1、U2侧同时放电，iL为正向电流且快速减小。此模态下iL可表示为：（2-5）（5）工作模态5：t4-t5时间段，对应图2-4（e）。在t4时刻，iL从正向值减小到零，开关管S1，4和S6，7仍为关断状态，S2，3和S5，8仍为导通状态，电流通路为S2，3和S5，8，U1、U2侧同时给电感L充电，iL变为负向电流且快速减小。此模态下iL可表示为：（2-6）（6）工作模态6：t5-t6时间段，对应图2-4（f）。在t5时刻，iL为负向电流，开关管S5，8从导通变为关断状态，S6，7从关断变为导通状态，S1，4仍为关断状态，S2，3仍为导通状态，电流通路为S2，3和D6，7，U1侧给电感L充电同时给U2侧放电，设U1＞nU2，iL仍为负向电流且缓慢减小。此模态下iL可表示为：（2-7）综上分析，在t6时刻，iL为负向电流最大值，此时刻与t0相同，又开始下一开关周期的重复动作。在一个开关周期内，iL的变化可分为四个阶段：（1）t0-t2阶段：iL从负向电流迅速增大为正向；（2）t2-t3阶段：iL仍为正向电流且缓慢增大，且在t3时刻达到正向最大值；（3）t3-t5阶段：iL从正向电流迅速减小为负向；（4）t5-t6阶段：iL仍为负向电流且缓慢减小，且在t6时刻达到负向最大值；由此可得，此四个阶段是以t3时刻为分界点，t0-t3阶段和t3-t6阶段为两个相似的半周期，前者为负向电流，后者为正向电流。1.3.2单移相控制功率特性根据上述分析，如图2-2所示，设Th为半开关周期，可得：（2-8）又因为每个开关周期内iL具有对称性：（2-9）进一步化简式（2-9），可得：（2-10）定义电压传输比k为：（2-11）由此可得，式（2-10）可化简为：（2-12）忽略变换器损耗，双有源全桥变换器传输功率P与移相角D之间的关系表达式为：（2-13）输入电流I1可表示为：（2-14）输出电流I2可表示为：（2-15）一个周期内电感L的电流峰值可表示为：（2-16）根据式（2-13）可得双有源全桥变换器的传输功率P与移相角D之间的关系曲线，如图2-5所示。图2-5双有源全桥变换器的P-D曲线由图2-5可得：（1）P-D曲线关于（0,0）呈中心对称，基本呈现正弦形状，故正向和反向功率传输特性相似；（2）当0<D<1时，功率正向