多径衰落信道中的OFDM系统仿真

PAGE7PAGE多径衰落信道中的OFDM系统仿真分析摘要随着无线通信的快速发展，移动通信系统的主流要求也不断变化，现如今可靠高速更显得尤其重要，正交频分复用技术（OFDM，OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)可以提高系统的信道容量和传输速率，有效地克服了多径衰落和噪声问题，因此OFDM技术早已成为移动通信系统的核心技术之一，本文主要进行探讨的是正交频分复用技术的抗多径衰落的方法，课题将基于OFDM的原理，利用simulink软件来搭建出完整正确的的OFDM系统，并将多径瑞利衰落信道以及高斯信道相连接来模拟现实情况下的多径衰落环境，通过改变多普勒频移，传输时延，信噪比等因素来进行仿真分析，比较不同参数下所得出的误码率，绘制成图，以便得出OFDM可在移动通信系统中具有非常良好的抗多径衰落性能的结论。关键词：正交频分复用；多径瑞利衰落信道；循环前缀ABSTRACTWiththerapiddevelopmentofwirelesscommunication,mobilecommunicationsystemisthemainstreamoftherequirementsareconstantlychanging,nowmorereliablehighspeedisparticularlyimportant,OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexingtechnology(OFDM,OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)canimprovethechannelcapacityofthesystemandthetransmissionrate,effectivelyovercomethemultipathfadingandnoiseproblems,sotheOFDMtechnologyhasbecomeoneofthecoretechnologyofmobilecommunicationsystem,thispapermainlydiscussestheOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexingtechnologymethodofresistancetomultipathfading,TopicswillbebasedontheprincipleofOFDM,usingsimulinksoftwaretobuildacompleterightofOFDMsystem,andthemultipathRayleighfadingchannelandgaussianchannelconnectedtosimulatetherealconditionsofmultipathfadingenvironment,bychangingthedopplerfrequencyshift,transmissiondelay,signal-to-noiseratioandotherfactorsforsimulationandanalysis,comparethedifferentparametersofbiterrorrate,mapinto,soitisconcludedthatOFDMcanbeinthemobilecommunicationsystemhasverygoodanti-multipathfadingperformanceresults.Keywords:OFDM;Rayleighfadingchannel;Cyclic

prefix目录30956摘要 I32183ABSTRACT II8163目录 III1065第1章绪论 186151.1课题背景及研究的意义 1107971.1.1课题背景 1281011.1.2课题研究的意义 1191851.1.3OFDM优越性分析 2156791.2正交频分复用（OFDM）研究现状 39751.3本文完成的主要工作 426338第2章OFDM工作原理 6112202.1OFDM基本原理 669592.1.1OFDM原理概述 6144602.1.2OFDM基本原理模型 6278182.2OFDM系统子载波正交性原理 73322.2.1时域方面 7285622.2.2频域方面 884932.3OFDM系统其他关键技术基本原理 9215722.3.1OFDM系统信号的串并转换 9275772.3.2OFDM系统中的的IFFT与FFT 9148142.3.3OFDM系统的循环前缀与保护间隔 1024024第3章OFDM系统的设计 1189263.1OFDM系统总体设计 11277443.1.1设计软件simulink 119743.1.2OFDM系统总体组成框图 11267723.2OFDM发射机系统各个模块的主要介绍与参数设置 12256653.2.1系统信源数据 12127233.2.2信道编码模块 1332323.2.316QAM调制模块 15255973.2.4导频模块 17203923.2.5OFDM调制模块 18309313.2.6循环前缀 20134413.2.7训练插入模块 22104583.2.8并串转换 22119863.3OFDM接收机系统各个模块的主要介绍与参数设置 23103233.3.1串并转换 23154303.3.2训练分离模块 23222693.3.3去循环前缀模块 24151903.3.4OFDM解调模块 2621113.3.5信道估计与信道补偿 27116123.3.6去零模块 29280113.3.7QAM解调 29261673.3.8信道译码模块 31151963.4系统总结 3232258第4章多径衰落信道 33117094.1多径衰落 33158004.2OFDM系统中多径衰落信道的设计 3423986第5章多径衰落信道下OFDM仿真分析 36178455.1不同信道下的误码率 36201665.2不同多径时延下的误码率 36259695.3不同多普勒频移下的误码率 37277205.4不同信道模型下的误码率 385612结论 3917014参考文献 4021667致谢 4123087附录OFDM系统的simulink仿真电路图 42第1章绪论1.1课题背景及研究的意义1.1.1课题背景距今约两百年前，世界上最早的无线通信传输方式便已经在英国产生了，这个传输方式就是电报。在这之后，因为其方便快捷、准确可靠的特点，通信快速地走近了现代人类的日常生活视野，从某一个方面的意义来说，它改变了人类，而相辅相成的是无线通信也随着人类经济社会的快速进步和发展不断成熟和提高。特别是近些年来，互联网与互联网+信息技术实现快速的发展，如今人们对于通信的技术要求也已经从简单的语音通话变成了高质量无差错的视频通信。从传统的电报到移动计算机的网络；从采用模拟通信的方式转变到采用数字通信的方式；从传统的有线通信方式到无线通信,现如今的互联网通信早已向现化、全球化的方向发展[1]。正交通信频分复用(OFDM)的技术正是通信作为一种先进的可有效地对抗多径信号衰落的高速数据传输技术，现如今已经受到了前所未有的高度重视，其优异的通信性能已经符合当今通信时代的趋势和人们对于通信的绝大部分技术要求，并且其已经在移动通信、数字通信等诸多领域已经得到了广泛的研究和应用。[2]1.1.2课题研究的意义由于蜂窝式无线通信数据传输系统的网络性能受多径衰落信道的影响很大，信号接收端与信号发射端之间的无线信号传播的路径也复杂多变,且所经的环境干扰也同样很大，在蜂窝式无线通信和移动宽带多媒体快速的发展，语音视频信息服务的应用需求逐渐开始发生转变的今天，低速且有衰落的网络在其传输数据的应用过程中已经不能真正实现多领域综合化的应用和效果，所以是否能够在网络上采用高速、高可靠性的技术已经成为数字移动通信行业内迫切的需求。由于传统正交信号频分复用技术如CDMA等多种类型的正交信号频率复用增强信号技术稳定性难以从根本上满足其需求，实现的难度较高，且在经过多径衰落的信道后输出的频分复用信号不稳定。因此,在现代数字互联网和移动通信系统的应用领域，正交信号频分复用技术应运而生，即OFDM复用技术[3]。在当前4G的普遍使用以及5G的即将大面积覆盖的通信发展局势下，OFDM技术更是尤为重要，他们都是以OFDM技术作为基础来进行数据的高速传输，且5G更会被大范围地运用到物联网中，这意味着相连接物体的数量会是难以计数的，这样便更需要多路数据传输的速率变得很快。因此OFDM是第五代移动通信推广与应用不可或缺的一部分，本课题对多径衰落信道下的OFDM系统进行仿真分析的意义也在于此。1.1.3OFDM优越性分析表1-1OFDM系统优越性优越性解释对抗多径衰落的能力强与之前的传统信号技术如CDMA技术相比较，OFDM具有很强的对抗多径衰落的能力[4]。抗窄带载波干扰的能力强，抗窄带载波频率选择性衰落强在多载波的系统中,载波系统产生窄带衰落或选择性干扰可能会直接导致整个载波系统运行的失败这一复杂的问题可以被很好的发现和解决。OFDM系统传输子载波信息的时候会通过多个子载波信道实现快速传输。采用子载波的信噪比联合编码频率分集技术，这样大大增强了系统对脉冲噪声和信道快速衰落等脉冲干扰的适应性和抵抗力。OFDM还使得系统可以有效的通过根据每个子载波的频率和信噪比来优化和分配每个子信道载波上需要传送的信息比特，自动控制各个子载波的需要使用的频率和方法，从而有效的避开子载波信道传输过程中的脉冲干扰以及子载波在频率上的选择性对于数据信息传输系统可靠性的直接影响，使得子信道的频率自适应性的优点得到了显现。OFDM调制系统的子载波频谱信号利用率高传统的频分复用多载波调制技术的系统频谱利用率低。而在现在的OFDM调制系统技术中各子载波的系统不仅仅是减小了子载波间的相互干扰，还大大减少了子载波的频率间隔和带宽,提高了子载波频谱的利用率，这样也就使得OFDM在多径衰落的射频信道调制系统中的频谱信号传输处理效率这一方面可以有很大程度的提高。[5]OFDM系统的信道抗码间干扰能力强OFDM通过在信道与传输数据块之间的信道插入一个保护时间大于信道脉冲响应时间的信道保护脉冲间隔，消除了由于多径时延和信道扩展引起的数字符号间干扰。1.2正交频分复用（OFDM）研究现状正交信号的频分复用英文全称为OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，英文通常简写为OFDM，这种技术最早在20世纪50年代出现，它们实际上是由当时的美军自行开发，但受限于当时的载波调制技术和条件,系统并没有太多的研究和应用，在20世纪60年代,OFDM的载波调制思想已逐渐地成形，在这个年代初期，franco和w.clachs等人提出一种载波调制理论,将一路互相串行的信号对其调改为多路互相并行的信号，然后用相互正交的子载波对其信号进行载波调制。在本世纪70年代中期,Robertw.chang等人提出了一种多信道的传输方式，这种多信道传输方式的带宽虽然是十分受限的,然而它依旧已经成为了现代OFDM调制技术的基本和雏形。在20世纪70年代初期，S.b.weistein和P.m.ebert等人成功地实现了将多载波的离散傅立叶变换技术应用在了OFDM的调制中，这种调制技术的应用大大降低了多载波调制技术系统实现的成本和复杂度，同时也减小了对调制硬件的成本需求[6]。20世纪80年代,多载波调制技术在高速无线调制解调器、数字和移动通信等实际应用领域的广泛应用被得到了人们深入的了解和研究，同时为了有效消除符号和载波间的干扰和减少符号间的干扰，Peled和Ruiz提出了一种带循环前缀的载波调制技术，即在每个符号前端加上一个周期前缀的扩展。由于当时的技术和条件的受限，多符号和载波调制的技术在理论和实际中并没有真正得到广泛的研究和推广应用，但在此期间进行的大量研究并没有因此白费，它们也大大地促进和加快了OFDM载波调制技术从理论上走向实际应用的发展步伐。接着进入20世纪90年代，当时应用于数字信号图像处理的技术和应用于大规模集成电路的技术都已经有了比较大程度的发展和进步，人们也开始对于OFDM的通信技术在互联网和高速数据的传输和通信领域的应用和发展进行广泛的关注。近年长期以来，OFDM已经广泛的被研究和应用推广，在北美和欧洲的高速数字无线音视频网络广播以及美国电力的通信线路和载波通信(PLC)等无线通信领域应用并且快速的发展。到目前，OFDM已经进入许多领域并被广泛应用，它现在已经成为了通信领域必不可少的一项重要技术。许多公司，高校都对其展开了较大规模的研究，解决一些系统内部还存在的如时频同步等问题，同时将其与智能天线，智能分组分配等技术相结合，因此OFDM技术还有很广阔的发展空间，等待着我们去探索。在国内关于OFDM的研究也从未停止，郑小芳等科学家进行了物体快速移动时对OFDM性能影响的研究，张理华等人对不同信道对OFDM的影响进行了仿真比较等等。在近五年，OFDM在目前最主流的第四代移动通信系统（4G）、第五代通信系统（5G）中，也有着不可忽略的至关重要的作用，OFDM作为4G、5G的核心技术之一，人们依旧对其进行大量的研究以便更好提升数字移动通信的性能[7]。1.3本文完成的主要工作综上所述，本文需要解决的问题首先是对OFDM的原理以及实现方法进行研究，掌握OFDM的基本原理及多径衰落信道特征，理解通过对构建的OFDM系统进行性能分析、研究的重要意义，了解搭建通信系统的方法，掌握分析性能的方法。之后主要探讨循环前缀等模块与OFDM系统的模块的连接方法，并两种多径瑞利衰落模型进行研究，针对对多普勒频移、信噪比等参数，对在多径衰落信道下的OFDM系统性能的影响进行仿真，即对多径衰落信道下OFDM系统的分析。本文所要完成的主要内容包括以下几个方面：了解并且掌握OFDM的基本原理以及多径衰落信道的信道特征；采用simulink建立OFDM系统并且进行性能分析、研究本课题的重要意义影响。熟悉搭建通信系统的方法，并动手将其实现；掌握分析性能的方法，做出相关图标或其他体现数据的方法。掌握simulink仿真工具，通过simulink软件搭建OFDM系统并分析OFDM系统的性能。通过仿真分析为该系统具体实现提供有用的数据。在具体研究多径衰落信道中的OFDM系统仿真的问题的具体实施方面，首先对OFDM与循环前缀相关文章文献就行深入研究，完全了解其公式原理，之后对OFDM系统进行仿真模型设计，此模型由几个子系统组成，采用simulink进行模型模拟，基于matlab设计，在模拟时将多径瑞利信道模型或多径莱斯信道模型与高斯加性噪声信道串行连接，以模拟系统实时使用环境，之后通过改变多普勒频移和信噪比、循环前缀的参数，得出不同的模拟结果并通过观察误码率，误比特率等有效结果得出有关结论，完成研究。

第2章OFDM工作原理2.1OFDM基本原理2.1.1OFDM原理概述OFDM系统由大量的子载波构成（设有N路子载波)，这些子载波在频率上是等间隔的，不同的载波可以选用同一种数字调制方法，也可以选择各自不同的调制方法，OFDM系统便是将高速的一路串行数据划分成低速的多路并行数据从而进行调制。也可以说OFDM的基本思想就是把等待发送的高速数据符号序列划分成N路并行的序列，使N个不同的子载波被这些已经划分好的N路并行的数据符号序列所调制，之后对每个子载波上的调制信号进行线性组合，最后变为一个发射信号。在通过串并转换将高速数据转换为低速数据的过程中，同时也需要插入循环前缀和保护间隔等系统，目的便是最大程度上限制无线信道上中由于多径时延扩展所产生的时间弥散而带来的符号间干扰。[8]2.1.2OFDM基本原理模型由于OFDM的调制系统基本原理就是把高速正交串行数据流的信号分解成N个低速正交并行子载波数据流，再去输出每个子信号数据流，来与正交的子载波进行调制,最后把预先调制好的子载波调制信号来进行合成后再输出，所以其原理相对应OFDM的调制解调系统原理的框图如图2-1所示。图2-1OFDM调制解调原理框图从图2-1可看出信号在系统的发送端进行串并转换，调制叠加整合后输入信道，进入接收机部分，在接收端，采用各个子载波分别进行混频和积分的方法得到各路数据，之后再经过并串转换输出原始数据。2.2OFDM系统子载波正交性原理OFDM系统的子载波之间是相互正交的，各子载波频谱是重叠起来的，从而OFDM系统的频带利用率很高，而这种正交性也可以在时域和频域两方面来观察。2.2.1时域方面在时域方面，一个OFDM符号内包括了很多个经过调制之后的子载波信号，这些子载波都可以进行正交幅度调制，调制前的OFDM信号可用公式2-1表示。（2-1）其中N表示子信道的数量，T表示一个OFDM信号的时间宽度，fc为第0个子载波的频率，此时t=ts，di（i=0，1，···，N-1）为各个子信道的数据符号。除了可以用上式的方法进行表示外，还有人认为我们可以考虑对等效基带OFDM两个输出电路信号的输入频率变化进行表示：(2-2)从以上(2-1)和(2-2)的公式我们可以清楚地观察得出两个相邻子载波之间为OFDM的码元速率的1/T。这样我们就可得出结论:（2-3）从此公式便已经可以清楚地看出，只要各个子载波的间隔为1/T，就已经可以很好地保证了各个子载波之间的相互正交性。正交性时域图如图2-2所示。图2-2OFDM子载波时域图2.2.2频域方面在频域方面,OFDM子载波的频谱正交性特点可在频域图中得到更直观的描述和体现，其正交性可被广泛理解为频域包含了一个OFDM矩形脉冲信号的频谱，它是以子载波脉冲响应的函数与以Ts为矩形脉冲周期的子载波矩形脉冲的最大频谱相卷积所计算得到的，其中子载波矩形脉冲响应函数的频谱为sinc的函数。在每个子信道载波的频率都处在最大值时，其他的子载波信道的频谱值都为零。在将OFDM矩形脉冲信号响应函数解调的过程中，通过计算这些点信号所对应的每个子载波信道频率的最大频谱值，就可以从多个互相重叠的子载波信道频谱符号中准确地提取每个子载波信道频谱符号，而不会复杂地受到其他子载波信道的互相干扰。从图2-3可以看出,OFDM载波信号频谱的正交性是完全满足了奈奎斯特频谱准则的，即包含有多个子载波的信道频谱之间并不会存在互相的重叠和干扰。因此这种情况下一个子载波信道的频谱符号会出现最大频谱值而其他子载波信道的频谱值都为零的正交性特点，这样可以有效避免其他子载波间互相干扰(ICI)的情况出现[9]。图2-3OFDM子载波频域图2.3OFDM系统其他关键技术基本原理2.3.1OFDM系统信号的串并转换OFDM系统信号进行串并转换，一方面是因为信号在信道中一般情况下是以串行方式进行传输的，当环境中出现多径衰落时，信号会出现差错，在信道里传输会出现差错。如果将串行方式转换为并行方式进行传输,在出现多径衰落时，也是某一频率上的调制信号受到影响，这便很大程度上克服了串行传输时的缺点。另一方面是是为了方便数据在信道中传输，并需要对数据进行串并转换。2.3.2OFDM系统中的的IFFT与FFT在OFDM原理方面，2.1只是从理论上讲述了OFDM的实现原理，想要按照框图所示直接做出OFDM系统是不易的，主要原因便是当子载波数目较多且间隔较小时，较高的频率分辨率是难以实现的，并且在解调上，每一路子载波都要进行积分运算，这样制作出来的系统过于庞大，因此需要另一种方案来实现。在上述的2-2公式中，使信号s(t)以T/N的速率进行采样，令t=kT/N(k=0,1,2···，N-1），这样便可得到公式2-4：（2-4）从上式可以看出是对di进行离散傅里叶反变换即IDFT的计算，那么在接收端，就应该进行离散傅里叶变换DFT。得到公式2-5：（2-5）根据以上的运算可以得到结论，OFDM系统的调制与解调是可以采用IDFT与DFT方式的，过程即为首先对于n点的信号进行傅里叶反变换快速运算，目的是将频域的数据信号直接转换为时域的数据信号,在经过载波调制后，便可以将信号发送到信道之中，这样便很大程度上对OFDM系统的设计做出了简化，而在解调时，DFT为IDFT的逆过程，也同样简化的系统。在上述的调制解调的基础上，IDFT与DFT还提出两种具有其快速复数乘法运算的调制解调方法，即IFFT(快速傅里叶反变换）与FFT（快速傅里叶变换）。他们的运算次数都明显少于IDFT与DFT，因此对于子载波数量非常多的OFDM系统来说，为了更方便地实现系统的调制与解调，应使用IFFT与FFT。2.3.3OFDM系统的循环前缀与保护间隔在现实信号传输中，OFDM还有一个重要的优点，即其可以有效地对抗传输时延与符号间干扰。而这种优点产生的原因便是OFDM系统具有循环前缀前缀与保护间隔，基本的方法原理便是将信号的尾部搬移到整体信号的前面，且其长度要求大于信道中的时延扩展，这样才可以最大程度上对抗传输时延与信号间干扰。第3章OFDM系统的设计3.1OFDM系统总体设计3.1.1设计软件simulinksimulink它具有技术涉及面广，结构清晰，流程明确，易于进行系统仿真，切合了现实,高效率等优点，由于以上的优点，其被广泛应用于到数字信号的处理以及电子过程控制系统理论等诸多方面的复杂电子工程设计与系统仿真。它为用户提供一种简单的图形化交互的环境，可与matlab互通数据，使得matlab里的丰富数据库系统可以被我们所广泛使用。本软件设计课题的研究主题为多径衰落下的OFDM的仿真与分析，simulink的基本结构特点以及其功能完全符合本研究课题的软件设计理念要求，可以直接采用各子模块相互进行连接的设计方法，因此本课题选取此设计软件的子模块进行了仿真与分析。在进行仿真时为了能够保证各子设计模块条理清晰，能很方便的认识和了解得到各个功能模块的相互作用，本课题将会把同一个功能的元件用simulink内的元件打包功能将其直接封装成各个模块的子系统,方便用户的修改与查找。3.1.2OFDM系统总体组成框图OFDM系统可以分成三大部分，题词为为发射机部分，信道部分和接收机部分。而发射机可以分为信号发生模块，信道编码模块，16QAM调制模块，并串转换模块，补零模块，IFFT调制模块，循环前缀模块，导频模块等。在信道部分中，将采用多径瑞利衰落信道或多径莱斯信道与高斯白噪声信道串行连接的方式来模拟实际传输环境。接收机部分与发射机部分模块基本相反，包括信道估计模块，去循环前缀模块，FFT解调模块，去零模块，串并转换模块，16QAM解调模块，信道译码模块，和误码率显示模块等，具体设计原理图如图2-4.图2-4OFDM系统总体组成框图具体设计通过以上框图进行OFDM系统的simulink模块的连接。系统运行流程即为上图所示，信号发生模块产生随机二进制序列，进行信道编码之后，进行16QAM调制，完成相关的调制映射，形成调制序列，之后对其进行补零，与导频模块合成进行IFFT调制，之后加入循环前缀，进行训练插入，并串转换，信号便可输入信道之中。解调时，首先进行串并转换，训练分离，而后移除循环前缀，通过FFT模块进行OFDM的解调，输出的信号一部分进行信道估计后输入进信道补偿，一部分直接输入进信道补偿模块，进行相乘运算，之后移除之前的补零，采用16QAM解调，信道译码，最后将得到二进制序列与初始二进制序列相连接，进行误码率的统计。3.2OFDM发射机系统各个模块的主要介绍与参数设置3.2.1系统信源数据在本次随机二进制系统的编程设计中，采用的自动信源随机发生器是伯努利二进制随机发生器，它可以自动随机产生一个二进制随机序列，并且随机产生的二进制序列的0和1满足伯努利分布，即如果随机产生0的序列概率分别为P，则那么随机产生1的随机二进制序列概率为1-P。在设置二进制函数占空比计算参数的取值计算方面,设置的参数值为0.5，即输出0和1的概率是相同的。序列是以帧的形式产生的，每帧数据设置为88位，因为此处的参数需要为后边信道编码分组的整数倍，码元宽度设为16e-5/88/2，此时输出的数据的形式为88×1。具体参数设置如图3-1所示。图3-1伯努利二进制参数设置其输出波形的波形图如图3-2所示。图3-2伯努利二进制发生器产生序列波形图3.2.2信道编码模块本系统的信道编码部分采用二进制输入RS编码器。RS编码，又可称为里所码，是一种前向纠错的信道编码的方式。编码的过程一般是首先在多个点上对这些多项式进行请求冗余，然后将其进行传输或者进行数据存储。本方法在系统中采用卷积码将11个的信息比特编成15个以上的信息比特，其余4位为监督位，11和15数值都很小，适合将数据以串行方式进行传输，并且它们都具有很小的传输时延。卷积码模块编码后的15个码元不只是与当前段的11个码元信息有关，还与前面的N-1段的信息有关，编码的过程中互相关联的码元个数为15N。在编码处理器的复杂性相同的情况下，卷积码的差错率性能优于其他分组码。所以本设计中采用RS码方法来对其进行信源编码，方便了在产生卷积码错误时用户能够对其进行有效的纠错。RS编码模块需要设置的参数如图3-3所示。图3-3RS调制模块参数设置参数表述为将11个信息比特编码为15个比特数据，一帧的比特数据经编码后的长度格式变为120，所以经过rs编码器后输出的一帧比特数据波形格式的长度变为120×1。输出的数据波形与原始数据波形的对比图所示如图3-4所示。图3-4输出波形与输入波形对比3.2.316QAM调制模块QAM调制的全称为正交幅度调制（QuadratureAmplitudeModulation)，是一种用于数字正交幅度调制的技术，在多种进行数字信号正交幅度调制的方式中，QAM调制器是最为常用的一种,它具有较高的数字频谱资源利用率和较强的抗干扰能力，电路上的实现也不太复杂。本次系统选择比较常用的16QAM来进行调制，模块的名称为通用QAM调制模块，在调制之前，需要进行数据转换，选取位到整数调制转换器(bittointegerconverter),将数据转化为4个二进制数组组成的新的整数，也就是从一个二进制的数据转换成了另一个十六进制的数据[10]。转换器与16QAM的参数设置如图3-5所示。图3-5位到整数转换器与16QAM参数设置由于通用QAM调制模块参数设置为[exp(2*pi*i*[0:15]/16],所以其星座图为一个圆，调制相位的对应如表3-1所示。调制后的星座图如图3-6所示，波形如图3-7所示。表3-1调制相位对应表编码1111111011011100101110101001100001110110010101000011001000010000相位图3-6星座图图3-7调制后的波形图虚实部经过位到整数转换器的调制后，信道传输的数据由之前的120×1变为了30×1的数据格式，每帧的长度变为30，经过16QAM调制后，可观测查IQ两路数据，即波形图的虚实两部，且此时的虚实两部帧长也都为30。3.2.4导频模块该模块由PN序列发生器与单极性到双极性转换器组成，将两个模块串行连接，作用是为了接受部分的信道估计与补偿做好准备，其中PN序列发生器的参数设置如图3-8所示。图3-8PN序列发生器参数设置其中采样时间设置为16e-5/2/31，每帧数据设置为31位，此处31的设置是由于要与经16QAM调制且补零后的位数相匹配，输出数据类型为double。在经过极性转换模块之后的波形如图3-9所示。图3-9导频输出波形3.2.5OFDM调制模块本系统中OFDM调制模块主要采用的模块包含多端口选择器，补零模块，转换模块，合成模块，IFFT模块，其中最主要的模块为IFFT模块，连接结构图如图3-10所示。图3-10OFDM调制模块子模块连接结构图本系统采用的调制方式为数字载波调制，在已调信号处，其信号为30×1的复信号，通过多端口选择器，将输入的30×1信号拆分为两路15×1的复信号，在两路之间进行补零再通过合成模块合称为31×1的复信号。之后将其和导频系统所产生的31×1信号进行合成，形成了一路31×2的信号。又因为如果系统要进行快速傅里叶反变换（IFFT），其点数必须为2N，所以需要输出为64，即在合成的31×2的一路信号后进行补零操作，构成64×2的数据。为了有效的防止由于码间串扰对数据造成干扰，将数据全部集中到一个帧的中间，即采用选择器模块。系统设计子模块连接如图3-11所示。图3-11系统设计子模块连接多端口选择器参数如图3-12所示，补零模块参数设置如图3-13所示。图3-12多端口选择器参数图3-13补零模块参数选择在上图的参数中，多端口选择器的{1：15，16：30}即表示为，将信号拆分成两路15×1的信号，而补零模块的参数设置的便是信号经过补零后实现的的64×2的数据。补零后的波形如图3-14所示，选择器参数和快速傅里叶反变换的参数如图3-15与3-16所示。图3-14补零后形成的波形图3-15选择器参数图3-16IFFT参数选择器的参数设置为[16：64，1：15]，即为将前15位数据移动到第64位数据之后，用来完成对数据的集中。在进行IFFT调制之后，其波形显示如图3-17所示，因为系统为复数，所以波形分为实部和虚部。图3-17经IFFT调制后的输出波形在此OFDM系统的调制下，输出的信号为64×2的调制信号，并且从实部和虚部来看，此时共有四组数据。3.2.6循环前缀OFDM系统的重要的优点之一，就是系统可以高效地进行传输时延扩展的对抗。具有这种优点的原因便是它把输入的数据流进行串并转换，然后再把输入的信号送到具有多个数据流并行的子载波信道中。另外，通过在每个OFDM符号间插入一个保护间隔(GI，GuardInterval)的方式可以更好的抵制符号间干扰(ISI)，同时还可以减少接收端的定时偏移错误。这种形成保护符号间隔复制系统采用的方法是一种形成循环符号复制的设计方法，它大大增加了复制符号的数量和波形长度。在符号的数据部分，每一个子载波内有都一个整数倍的循环，即在每个符号OFDM复制符号后的一段时间内把符号中的一个样点符号复制到OFDM复制符号的前面，这边的符号形成了一个形成循环前缀(CP，CyclicPrefix)，它在交接点是没有任何间断的。因此在起始点补充复制下来的一个符号的尾端，这不仅仅增长了符号时间的长度，而且OFDM系统也可以有效的对抗多径时延。当把一个有空白保护间隔的符号插入到OFDM的符号中时，虽然系统中各个符号间的干扰能够被消除，但是却不能消除由于多径传播引起的子载波间干扰，并且子载波间的干扰会破坏子载波间的相互正交，导致OFDM系统完全失效。如果假设没有多径时延，那么在FFT运算的时间内,相邻的两个子载波的周期之差应该是整数，在接收机对于第一个子载波解调时，第二个子载波应该不会对此信号造成任何干扰，解调第二个子载波时，也不会因为没有对来自于第一个子载波的信号造成干扰。相反地，由于多径传播会产生多径时延，此时，在IFFT运算时间内,相邻的两个子载波的周期之差将不再是一个整数，子载波间的正交性质也会遭到破坏,接收机在对解调第一个子载波解调时，第二个子载波可能会对其形成一定的干扰，同样,解调第二个子载波也可能会严重地受到解调第一个子载波的干扰。在符号中插入一个循环符号的前缀，不仅有利于它能够有效地消除两个循环符号之间的干扰，而且还可以有效地消除两个子载波间的干扰。循环前缀的基本思想便是将OFDM符号的后几时段内的L个信号样点复制到该符号前端构成符号前缀，且在连接点处无间断，即在保护间隔内插入符号前缀，循环前缀的长度要大于信道的最大多径时延，这样子载波间的正交性就不会被破坏。本系统实现循环前缀将采用选择器，其参数设置如图3-18所示。图3-18循环前缀参数设置此参数代表，将数据的39-64位的26位加到1-64位之后，形成90×2的输出信号。这样便可有效地对抗码间串扰。经过循环前缀后的波形图如图3-19所示。图3-19经循环前缀后系统波形从上图的波形可以观察到波形每相隔64位码元就可以看到有25位数据是重复的，这就是起到保护作用的循环前缀，它保护信号在信道传输中免受码间干扰的影响。3.2.7训练插入模块为了方便信号在信道中传输，须在循环前缀模块之后加入训练插入模块，首先通过矩阵行列分离，将90×2数据矩阵分离成两路90×1的数据，之后将矩阵行合并模块，将两路90×1的数据合成为1路180×1的数据，具体的系统连接图如图3-20所示。图3-20训练插入模块3.2.8并串转换为了让数据更适合在接下来的信道中传输，需要将矩阵转化为数据流，因此在发射机的最后，传输到信道之前，加入并串转换模块，即unbuffer模块。上述便为发射机的连接过程，它是OFDM系统的重要组成部分，在经过发射机调制后，最后OFDM调制波形如图3-21所示。图3-21OFDM系统调制波形图3.3OFDM接收机系统各个模块的主要介绍与参数设置3.3.1串并转换在发射结最后部分，为了让数据更适合在信道中传输，采用了可以进行并串转换的unbuffer模块，而在接收机，便进行相反的操作，首先就是进行转换成帧，之后进行串并转换，将数据流转换为矩阵，采用buffer模块来进行串并转换，由于并串转换之前，输入unbuffer模块的数据为180×1，所以buffer出的参数也应该设置为180，与之进行匹配，在经过buffer后的输出数据也为180×1。参数设置图如图3-22所示。图3-22buffer的参数设置3.3.2训练分离模块训练分离模块的实行步骤与发射机内部的训练插入模块相反，由于输入本模块的数据为180×1，所以先采用矩阵分离模块，将数据分为两路90×1的数据，之后通过矩阵合并，将将两路90×1数据合并为90×2的数据。实际仿真图如图3-23所示。图3-23训练分离模块系统仿真图其中矩阵分离模块和矩阵合并模块参数如图3-24与图3-25所示。图3-24矩阵分离模块参数图3-25矩阵合并模块参数将信号合并之后与发射机同位置的信号同时进行波形对比，对比图如图3-26所示，我们可以发现发射机的波形与接收机的波形除了具有一定的延迟外，波形基本是保持一致的，所以我们可以判断出系统在进行序列插入分离以及串并转换期间是没有出现差错的。图3-26发射机与接收机在信号分解前后同时期波形3.3.3去循环前缀模块去循环前缀的目的，就是将在发射机进行循环前缀移后的26位码元去掉，采用的方法就是通过行选择器，将第27到90行总共64行的数据输出，即通过把之前发射机中加在前面的26行数据去掉，就可以还原为加入循环前缀之前的数据。选择器的具体参数如图3-27所示。图3-27去循环前缀模块参数将信号通过去循环前缀模块输出的波形与发射机内部加循环前缀之前的波形进行对比，对比图如图3-28所示。经过对比，可以发现发射机在加入循环前缀的波形与接收机进行去循环前缀之后的波形仅仅有时间上的不同，即有一定的延时，其余完全一致。所以可以得出结论，去循环前缀模块的设计与参数是无误的。图3-28发射机与接收机加CP之前与去CP之后波形对比3.3.4OFDM解调模块OFDM解调模块与OFDM调制模块相对应，其功能主要便是将信号进行快速傅里叶变换(FFT），在变换完之后，就可以按照发射机内的数据进行数据恢复。具体的连接图如图3-29所示。图3-29OFDM解调模块连接图进行FFT变换之前不需要去掉0之后再进行FFT变换，这是因为数据帧与数据帧间存在很长一段的0数据，这样的方式可以使FFT的优势被充分的展现。变换后的波形如图3-30所示。图3-30经过FFT调制后的波形在进行完快速傅里叶变换之后，我们需要选择每一帧的中间数据，因此采用行选择器，将在发射机补充的零去掉，然后通过转换器将数据转换为30×2的数据帧。之后通过经过列选择器，将信号分为两路31×1的信号，以便接下来分别进行信道估计和信道补偿。其中行选择器的参数设置如图3-31所示，经选择器输出后的波形如图3-32所示。图3-31行选择器参数图3-32经选择器后的输出波形3.3.5信道估计与信道补偿在此次设计的OFDM通信系统中，发射机将消息比特序列映射为QAM调制符号，然后对其相应的符号调制序列进行IFFT的运算,将其变换为时域信号，通过无线信道进行子载波发射。而每个接收机所接收到的子载波信号通常都会产生一定的失真，为了使接收机能够正确地恢复接收到通信系统初始发送的消息比特序列，接收机必须对信道的正交性影响因素进行相应的信道频率响应估计和进行信道频率响应补偿。为了保持每个子载波之间的信道正交性，就是可以将每个子载波信道看成一个个独立的子载波信道，这样用于接收发射信号的每个子载波的分量均可以表示为接收发射信号与各子载波之间信道正交性和频率响应的分量乘积，因此通过插值估计每个子载波的正交性和信道频率响应就使接收机可以准确地进行恢复接收发射信号，一般需要每个发射机发射已知的导频符号来帮助每个接收机准确地进行子载波信道的估计，此导频模块已经在上述有所介绍，而导频之间的子载波信道的频率响应可以通过不同的插值技术来估计。信道估计模块内部的连接如图3-33所示。图3-33信道估计模块内部链接经过一个ofdm解调模块之后，信号被平均分解成为了两路，其中一路的信号本身就是随机的序列经过随机解调信道之后的信号，然后用相同的方法将PN序列与解码后数据进行相乘，然后对其中一路取反，这便直接完成了对信道的估计，再用该因数乘以经OFDM解调后的被分解的另一路随机信号就可以直接得到信道变化的因数，再用该变化因数的路径乘以信号被解码之后的随机数据路径即可以直接还原原来的信道变化数据。这过程便是随机信道变化估计与随机信道变化补偿的结合过程。其中PN序列发生器的信道估计参数如图3-34所示。图3-34PN序列发生器参数其中一路信号解调后的信号与PN序列数据路相乘得到的波形如图3-35所示。从图可以看出，两路数据相乘后产生的波形为正弦波。图3-35两路信号相乘之后输出波形3.3.6去零模块在经过信道补偿后，输出的波形便恢复后到了只加了一个零的的数据，那么之后需要进行的操作便是去零，即去掉每帧数据之间的零。为了实现这种补零操作，将采用选择器模块，将第16行删除，以便进行QAM解调。该模块具体参数设置为[1：15，17：31]，如图3-36所示。图3-36选择器模块参数设置3.3.7QAM解调由于发射机内采用的是16QAM调制模块，所以在接收机上，采用16QAM解调的方式，直接选用simulink里面自带的通用QAM模块，接收端的星座图如图3-37所示。图3-37QAM解调星座图将发射机进行16QAM调制之前的波形与接收机进行16QAM之后的比较，比较波形如图3-38所示，从波形可以看出，除了具有一定时延外，波形图是完全相同的。图3-38QAM调制前与解调后的波形对比3.3.8信道译码模块在经过QAM解调后，信号开始进行信道译码，由于发射机采用RS编码器，所以在译码器的接收端可以采用RS译码器进行译码。RS码的译码算法主要是从BCH码的译码算法进一步演变而来的，与比编码的算法相比,译码的算法相对复杂,需要同时进行的运算量也很大。其中，具有重要代表性的译码算法为BM算法和Euclid算法。本设计中直接给译码器使用的是simulink译码器自带的RS译码模块，但其实这种设计的思路完全是基于维特比的译码模块设计的,维特比的译码模块是根据给定的接收序列在维特比编码的路径和网格图上找出一条与接收序列的距离(或其他路径量度)为最小的一种译码算法。这种算法所保留的路径与接收序列之间的似然概率为最大，所以又称为最大似然译码。它在与卫星和深空的通信中同样具有广泛的应用。在发射机解决码间的串扰和接收信号数据压缩中也同样可广泛应用。根据发射机接收信号RS编码的设置模块参数,得出接收机RS译码模块参数的设定,如图3-39所示。图3-39RS译码模块参数在经过RS译码后，输出的信号便与刚开始的伯努利二进制发生器输出的信号是相同的，为了检验是否出错，进行了波形对比，对比图如图3-40所示。图3-40初始波形与最终输出波形对比从波形对比可以看出，系统忽悠比较明显的时延，但波形完全相同，所以OFDM解调系统无误。3.4系统总结OFDM系统通过simulink软件进行连接，发射机以IFFT为核心，接收机以FFT为核心，接他们进行建立，配以对波形与星座图的观察，正确的建立起了OFDM系统，最后还需在系统的初始与结尾连接误码率模块，以便进行后续数据的仿真分析。第4章多径衰落信道4.1多径衰落在通信系统中，移动通信系统的性能是可以直接依靠无线信道直接实现的,。目前移动通信系统的结构和性能主要是受到无线信道的环境制约，无线信道使用环境的性能好坏直接地影响着移动通信系统质量的高低和好坏。由于移动通信地面站的天线发射波束的半径较宽，受地物、地貌和自然海况等诸多自然环境因素的直接影响，使得接收机受收到的是经折射、反射和直射等几条路径接收机到达的信号电磁波，这种衰落的现象就是多径干扰效应。若接收机多径波射线的强度较大，且时延差不能被接收机忽略，则多径效应会使接收机产生复杂的误码,这种复杂的误码出于是不能被接收机消除的，而由此产生的多径干扰效应直接产生的发射功率衰落叫多径效应的衰落，它也是多径效应产生接收机码间干扰的另一个根源。多径衰减因子效应不仅是其衰落的一种经常性重要成因，而且其衰落也是直接限制其传输信号带宽或影响数据传输速率的根本影响因素之一。在进行短波数据传输通信中，为了保证短波通信电路在多径衰减因子传输通信过程中的最大时延与最小时延差不大于某个标准规定的数值，工作频率一般要求不低于短波通信电路最高可用电路工作频率的某个标准规定百分数。这个规定的百分数可以称为多径通信电路衰减因子，是我们确定短波通信电路最低可用工作频率的重要依据之一[11]。多径衰落以瑞利(Rayleigh)衰落为主，它是一种特殊的多径衰落，在无线通信信道中，由于信号进行多径传播达到接收点时所处的场强来自不同信号传播的方向分路径，各条路径传播延时的时间是不同的，而各个传播方向分量波的场强互相叠加，又产生了驻波场强，从而形成信号快衰落称为瑞利衰落。瑞利衰落属于小尺度的信号衰落效应，它总是随机地叠加于一种如阴影、衰减等大尺度信号衰落的效应上。它由移动台在相对移动中受到不同传播路径来的同一信号源的折射或反射等信号所产生，而且变化是随机的,因此只能用时间统计或概率的变化等观点来定量地描述这种衰落。当移动台发射机与无线接收机之间同时存在相对运动时，接收机之间接收的直射波信号频率与发射机发射的信号频率不相同，这种现象称为多普勒效应,接收频率与其发射频率之差称为多普勒频移。多径信道衰落还有另外一种常见的信道类型叫做多径莱斯信道，莱斯信道的定义是当移动台与无线通信基站之间同时存在直射波信号时，即有一条主路径，通过主路径传输过来被移动台接受的直射波信号为一个稳定分量波的幅度相位Ak和一个稳定相位ψk，其余多径莱斯信道传输过来的直射波信号仍在一种如多径瑞利衰落信道的模型内进行多径传输。4.2OFDM系统中多径衰落信道的设计根据任务书要求，本系统将采用一个多径瑞利衰落信道和一个高斯加性噪声信道进行串联，或者将多径莱斯信道与高斯加性噪声信道进行串联，从而来模拟出系统实时使用环境[12]。莱斯信道的主要参数包括K因子，视线分量多普勒频移，视线元件初始阶段，最大漫反射多普勒频移，多普勒谱型，多径延时，平均增益。其中莱斯分布主要便是通过莱斯K因子来进行描述的，K因子体现出了信道衰落的严重性，K越小，信道衰落越严重，K越大，信道衰落越轻，当K趋于无穷大时，信道中是没有多径成分的，可以被视作高斯信道。在仿真进行的过程中，为了体现出不同多径衰落信道的不同影响，将会把莱斯信道的多普勒频移参数与瑞利信道相匹配。多径瑞利衰落信道采用simulink内的现有模块，其内部主要参数包括多普勒频移大小，多普勒频谱类型，多径延时，平均增益。多径瑞利衰落信道的参数按照LTE标准的信道仿真模型来进行设置，包括EPA（扩展步行者模型），ETU（扩展车辆模型），EVA（扩展典型城市模型）等模型，本次仿真便会以以上三个模型的数值为参数，进行仿真比较分析。三个模型的具体数值如表4-1所示。表4-1多径衰落信道模型参数扩展步行者模型（EPA）扩展车辆模型（ETU）扩展典型城市模型（EVA）多径时延（ns）相对功率（db)多径时延（ns）相对功率（db)多径时延（ns）相对功率（db)00.000.00-1.030-1.030-1.550-1.070-2.0150-1.4120-1.090-3.0310-3.62000.0110-8.0370-0.62300.0190-17.2710-9.15000.0410-20.81090-7.01600-3.01730-12.02300-5.02510-16.95000-7.0第5章多径衰落信道下OFDM仿真分析5.1不同信道下的误码率具体的步骤为，首先系统内只加入高斯加性噪声信道，进行仿真，通过改变信噪比参数，记录不同的误码率，接着在高斯加性噪声的基础上加入多径瑞利衰落信道，改变不同的信噪比，得出不同径数下的误码率，最后将多径瑞利衰落信道改为多径莱斯信道，后改变误码率。将以上四个仿真得到的误码率进行折线图整理，折线图如图5-1所示。图5-1不同信道下的误码率仿真图中横轴代表信噪比ES/NO，单位为dB，纵轴代表不同信道不同信噪比下的误码率，从该图中可以看出，信噪比相同的情况下信道中只包含高斯加性噪声信道的系统误码率最低，随着加入多径瑞利衰落信道或多径莱斯信道，误码率都有显著的提升，其中在多径瑞利衰落信道方面，其信道径数越多，系统的误码率就会随之上升。当系统保持一种信道且其他参数不变时，系统的误码率随着信噪比ES/NO的增大而减小。5.2不同多径时延下的误码率采用多径瑞利衰落信道与高斯加性噪声信道串联，保持多普勒频移大小，多普勒频谱类型以及相对功率不变，改变多径时延来进行仿真，通过误码率进行折线图编辑，观察折线图进行分析。折线图如5-2所示。图5-2不同多径时延下误码率折线图上图横轴表示信噪比（ES/NO），单位为dB，纵坐标为误码率，从折线图与误码率数据可以看出，在相同的多径时延下，随着信噪比的增大，误码率与之成反比。而在相同的信噪比下，多径时延越大，误码率也越大。5.3不同多普勒频移下的误码率在高速移动通信中，多普勒频移是影响系统误码率的重要因素之一，本部分将基于OFDM系统，通过改变多普勒频移和信噪比等参数，对多普勒频移造成的影响进行仿真，得出相应误码率，绘制折线图，折线图如图5-3所示。图5-3不同多普勒拼频移下的误码率上图中的横轴为信噪比（ES/NO），单位为dB，纵轴为误码率，通过折线可以看出，当误码率相同时，信道中的多普勒频移越大，系统的误码率也越高，由此可