【斩控式交流调压电路的建模仿真分析案例3300字】

目录 11.1仿真软件matlab简介 1 2 61.4带电流检测的非互补控制建模仿真 9 Matlab是由美国MathWorksCompany研发的一款理工科神器，本论文以Matlab2018a版为例。打开界面如图4-1所示，再点击simulink插件进入选择界面如图4-2所示，选择BlankModel板块如图4-3所示。在LibraryBrowser中找到相2电电6109sk0e×对于交变电流来说，用不同的控制策略对其进行斩波调压不仅是一个重点与此同时还是一个难点。其中最重要的原因就是在负载属于非纯阻性的负载时，输出电压和输出的电流之间会出现相位不一致。而且在交流斩波控制的策略中，可以划分为两种即互补控制策略和非互补控制策略。第四章采用matlab仿真软件选取四个绝缘栅双极晶体管电器元件，且每个绝缘栅双极晶体管都反向并联了一个快速恢复二极管，并结合电容，电感，电阻等元件连线之后构成搭如图4-4所示的电路拓扑结构图。最右边上方电阻R和下方电感L串联共同构成消耗负载，两个电容、两个电感，一个电容与一个电感作为一组分别作为输入以及输出滤波器，下表为i的表示输入，下标为0的表示输出。回路中每个与快速恢复二极管反向并联的绝缘栅双极晶体管都配备开关V1/V2以及VF1/VF2,前两个是斩波开关而后面两个是续流开关。互补式控制策略的特点就是需要斩波开关和续流开关之间的时序上完全相互独立，即在任意时刻必须有且只有一个导通。其时序波形折线图如4-5所示。4以图4-4所示的电路结构为基础，采用matlab中的simulink进行画图接线仿真。第一次实验中，不需要输入滤波器即去掉电容Ci和电感Li用导线代替，且设定斩波频率为2*10⁴Hz,D=0.5。设置各元件的参数：输入电压大小为220V频率大小为50Hz,电感Lo为2e³H,电容Co为e³F,负载电阻R为50Ω,未接电感。图4-6是该实验电路的逻辑控制图。D图4-7(a)是第一次实验负载两端电压激励的波形图。第二次实验将纯阻性的负载换成阻感性负载，将一个数值大小为0.1亨利的电感串联电阻接入电路。整个负载两端的响应电压波形如图4-7(b)所示：6结合图4-7的两张波形图来看，互补控制这种方式可以很好控制纯阻性负但当负载呈现阻感性时就不适用，响应电压出现失真。结合上面的时序图来看，然而往往实际都是不理想的，达不到理论水平。无论厂家生产水平多么高，技术多么精湛，开关的的开启和断开都是一个过程变化性范围而不是瞬间完成的，这个过程变化时需要一定的反应时间的。反应时间时不能忽略的，否则会导致电路换流时没有任何保护措施进而表现出直通现象。为了避免电路在没有任何保护措施的情况下导致电路器件损坏，可以考虑采用措施解决这个问题，就是在两个控制信号之间插入一个死去的时间。然而这又很有可能会再次出现斩波开关与续流开关都是在死去的时间内不被导通。而且电路中接入了电感，根据高中所学的物理知识就可知交变电流的变化频率越高，电感对其的阻碍作用就越强，便很有可从上一节可知，互补控制局限性很大，不仅要求电路功率小，还要求负载是纯阻性。为了打破这一局限性，第三次实验采取非互补的控制方式。非互补控制策略相对比互补控制策略灵活性更强，因为它可以将正反两种开关分开，对正功率开关和反功率开关实施分别控制。这样就避免了斩波开关同时导通使得回路发生短路而造成元件损坏。与互补控制策略同理，负载一开始使用纯阻性进行第三次实验仿真，图4-8是其时序波形折线控制图。电源。如果斩波开关V2工作时，分析与V1相同。还是以图4-4的电路图结构为基础，这次采用非互补控制策略在matlab的simulink板块中找原器件布局连线进行第三次仿真实验，该电路逻辑控制图如图4-9所示。与上一次实验相同不添加输入滤波器，电路具体参数设置也与同，同时斩波频率不变，占空比D大小也不做改变。8图4-10表示的是第三次实验结果的波形图，可以看出此时的激励电压曲线无限接近于理想的正弦曲线，由此表明激励电压被控制得十分理想。与上节试验相同把电感与电阻串联组合成阻感性负载，同时电感和电阻的数值都不做改变。由图4-11可知，此时的响应电压波形十分混乱出现严重的失真。失去了本来交流斩波调压所拥有的优势。由1.2合1.3分析可知，互补控制策略与非互补控制策略两种方式都有其各自的缺陷，负载特性为阻感性时，激励电压失波形都不是理想的正弦曲线。为了解决激励电压的失真情况，第四次建模和仿真实验中采取了一种在非互补控制策略基础上进行的带电流检测。设置负载为阻感性，实验的时序图及及电压波形如图4-12所示。由图4-12中的波形图可知负载为阻感性时，使用带电流检测的非互补控制方式，输出波形与纯阻性负载时是一样的。同样的以图4-4为电路图为基础，在matlab的simulink板块找到相应的元件连线。输入电压的大小和频率大小不做改变，也不改变占空比和斩波频率。电感Li为10-6H,电容Ci为2*10-F,电感Lo为10-³H,电容Co为10-F。只接电阻大小为50Ω的纯电阻，没有电感。图4-13是此方式的逻辑图。图4-14表示的是负载为纯阻性时的响应电压波形。在电阻支路上串联一个0.015亨利的电感。得到图4-15所示的负载电压输出波形。由图4-14与图4-15的接近正弦波的波形可以看出，采取带电流检测的非互补控制这一方法，阻感性负载的阻抗角比较小或者负载完全呈现阻性时输出电压波形接近正弦波没有失真现象，所以斩波失真现象使用该方法能够良好解决。由1.4节结论可知，以非互补控制为基础带上电流检测的策略优势很明显。但是那种方法控制起来很难而且经济预算高。电流比较器和电流互感器可以通过交变电流过零检测电路来检测电流。如果负载太小所得信号就太弱，交变电流过零时会发生抖动现象；反之如果负载太大，互感器线圈因就会过载饱和发热，从而发生相位超前，进一步会使激励电压发生畸变。因此需要再考虑一种策略，这种策略不仅仅是不需要对电流的极性进行检测，而且还可以避免互补控制策略出现电压尖峰现象。也就是不带电流检测的非互补控制策略，这种控制效果是十分优越的。与之前相同还是设定负载不是纯阻性而是阻感性，时序图及响应电压波形如图4-16所示。与1.3节相同，使用不带电流检测的非互补控制方式，输出波形与纯阻性负载时是一样的。同理以图4-4电路结构为基础，进行仿真实验并设置参数。激励电压的大小和频率均保持不变，斩波频率和占空比不变。并且Li=1.5*10-³H,Ci=10⁶F,Lo=5*104H,Co=10-⁶F。图4-17是该方式的逻辑控制图。D和1.4节类似，实验中在负载支路值接入大小为50Ω的电阻，可以得到图4-18示的仿真波形。从图4-18可以直观看到响应电压满足Vo=D*Vm,而且响应电压的波形和真正的正弦波相差无几，仿真结果也就达到了预计的目标与1.4节相比，电阻大小不作改变，将电感增大到0.2亨利与电阻串联接入电